本实用新型涉及电流互感和电力电子技术领域，具体涉及一种基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源。
背景技术：
随着城市化建设和电力工业的快速发展，电网覆盖范围日益扩大，高压电缆已经成为电网的主要组成部分。日益增多的高压架空线缆和高压地下线缆的正常运行是维持电力系统稳定的一个必要条件。对其运行状况进行在线监控成为提高电网可靠性的重要环节。在电缆运行监控系统中，供电电源的设计是其中的一个重点和难点。特别是在地下井道或偏远地区一般不能提供220V交流市电，而采用光伏电池板供电受外部天气的影响太大，因此采用受天气影响小的互感器从高压电缆上直接取电是一种较为稳定可靠的供电方式。
专利号为200910045470.9的中国发明专利公开了一种基于互感器感应取电电源，其结构如图1，电流互感器输出电流经二极管全桥整流滤波后，通过一个稳压器或DC/DC电源输出恒定的电压。电流互感器是特殊的变压器，其电路模型可以用变压器表示，高压电缆线等效于交流电流源，该电路的等效电路如图2。Is为原边电流折算到副边的电流值，即Is＝I0/n，其中，I0为原边电流，n为副边匝数与原边匝数的比值，且原边高压电缆线的匝数为1；Lr为互感器漏感，Lm为互感器激磁电感。根据图2，当电源输出空载时，激磁电感上的压降为2πfLmIs，整流电路输出的直流电压为当整流电路输出电压达到Us时，原边线缆的启动电流为：
这种方式的优点是：整流桥采用不可控的二极管，结构简单，不需要复杂的控制单元的设计。但是这种方式的缺点却更加明显：原边电流互感器的等效激磁电感的电感量一般在几百毫亨，通过电流互感器从原边获得的感应电流，大部分以无功电流的形式从励磁电感上流过。经过整流桥后的直流电压，在接入负载后，在负载上产生的有功功率要远小于激磁电感上的无功功率。表现在电缆电流低的情况下，直流源无法输出足够的有功功率。在副边匝数不变的情况下，传统的互感器取电电路只能通过增加激磁电感的方法，即增大互感器磁芯体积，以减小启动电流，从而实现输出电压Us。这种方式不但存在生产成本增加的问题，而且在电缆电流较大时，电流互感器的磁芯容易饱和，对磁芯的寿命以及直流源的稳定性都有较大的影响。这种无源整流桥的方法还存在一个问题，整流输出的直流电压幅值与电缆电流大小成正相关的关系，因此输出电压易受电缆电流波动的影响，输出功率的稳定性差。
专利号为201310206669.1的中国发明专利公开了一种基于电流互感器谐振取电的直流源设计方法，其结构图如图3，通过在电流互感器输出端并联谐振电容，使并联的谐振电容与电流互感器激磁电感谐振，在相同的高压侧电流作用下，能够使感应获取的电能增加；特别是当高压侧电流较小时，能够保证感应取到足够的电能供负载使用，以提高直流源输出功率的稳定性。这种方法很好的解决了无谐振的无源整流桥取电直流源的缺点。但是，这种方法在实际应用时，由于互感器激磁电感的误差很大，使得谐振电容与激磁电感无法精确匹配，影响了取电效率。
技术实现要素：
本实用新型提供一种自动匹配谐振取电电源，可以在不需要电容与激磁电感精确匹配情况下，输出最大功率，因而可以完全解决上述两项专利存在的技术问题。
为了实现上述目的，本实用新型的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源采用如下技术方案。
本实用新型的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源，包括电流互感器T1，还包括补偿电容C1、H桥电路、滤波电容C2、负载X1和控制单元：
所述电流互感器T1用于获取穿过其磁芯的高压电缆上的感应电流；
所述补偿电容C1用于部分补偿电流互感器T1内部的无功电流，以提高由感应电流激励下产生的电压；
所述H桥电路由四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4连接构成，用于部分补偿电流互感器T1的无功电流，同时将交流电能转换为直流电能输出；
所述负载X1用于向外部供出的电能；
所述电流互感器T1与所述补偿电容C1并联连接，并与H桥电路的输入端相连；所述H桥电路的输出端与所述滤波电容C2、所述负载X1并联连接；
所述控制单元用于通过控制H桥电路的MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极，以调节输入无功电流和直流输出电压。
优选的是，所述补偿电容(C1)与电流互感器(T1)的副边等效激磁电感Lm，以及感应电流频率f，满足以下条件：
在上述任一技术方案中优选的是，所述H桥电路在一个电流周期内开关动作一次或多次。
在上述任一技术方案中优选的是，所述H桥电路由四个带有反并二极管的MOS管Q1、Q2、Q3、Q4连接组成，其中：MOS管Q1的漏极与MOS管Q2的漏极相连且为H桥电路的正输出端，MOS管Q3的源极与MOS管Q4的源极相连且为H桥电路的负输出端，MOS管Q1的栅极、MOS管Q2的栅极、MOS管Q3的栅极以及MOS管Q4的栅极均为接收控制单元提供的开关控制信号。
在上述任一技术方案中优选的是，所述H桥电路由四个带有反并二极管的MOS管Q1、Q2、Q3、Q4连接组成，其中：MOS管Q1的源极与MOS管Q4的漏极相连且为H桥电路的正输入端，MOS管Q2的源极与MOS管Q3的漏极相连且为H桥电路的负输入端，MOS管Q1的栅极、MOS管Q2的栅极、MOS管Q3的栅极以及MOS管Q4的栅极均为接收控制单元提供的开关控制信号。
在上述任一技术方案中优选的是，所述控制单元连接H桥电路，控制单元采集H桥电路的两个MOS管Q3、Q4的电流iQ3、iQ4和输出电压U1，经内部算法计算后输出H桥电路的控制信号S1、S2、S3、S4，分别控制H桥电路的四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的通断。
在上述任一技术方案中优选的是，所述控制单元连接H桥电路，控制单元控制四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的通断，MOS管Q1和MOS管Q3同时开通或关断，MOS管Q2和MOS管Q4同时开通或关断。
在上述任一技术方案中优选的是，所述控制单元连接H桥电路，控制单元控制四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的通断，MOS管Q1～Q4全部关断，开关管Q3的电流从零变为正值，S1和S3置为高电平，开通MOS管Q1和MOS管Q3，MOS管Q1和MOS管Q3的导通时间T根据其内部算法确定。
在上述任一技术方案中优选的是，所述控制单元连接H桥电路，控制单元控制四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的通断在MOS管Q1～Q4全部关断，开关管Q4的电流从零变为正值，S2和S4置为高电平，开通MOS管Q2和MOS管Q4，MOS管Q2和MOS管Q4的导通时间T根据其内部算法确定。
在上述任一技术方案中优选的是，所述四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4在第n个周期的导通时间Tn通过扰动法调节：确定最大导通时间Tmax和最小导通时间Tmin，要求Tmax≥Tn≥Tmin，电路启动时设定T0＝Tmin；Tn+1＝Tn+ΔT或Tn+1＝Tn-ΔT，其中ΔT为调节步长；Tn按一个方向变化，并计算前后两个周期的输出功率，如变化后输出功率变大，则按当前趋势继续变化；如变化后输出功率变小，则反向变化，直至输出最大功率。
本实用新型的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源，首先通过补偿电容C1部分补偿电流互感器T1的等效激磁电感的无功功率和四个MOS管组成的H桥电路通过扰动法的控制策略达到自动的、精确的匹配谐振的目的。因此，本实用新型的技术方案不但能够大幅提高互感器取电电路在小电流情况下的输出功率，大大减小了取电的电流互感器T1的体积，而且能够通过H桥电路的开关达到自动匹配谐振，在同样电缆电流情况下，进一步提升了直流源的输出功率，并且直流源的输出更加稳定。
相较于背景技术所述的两项专利的技术方案，本实用新型的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源的技术方案有以下优点：相同高压侧电流作用下，谐振取电的方式比直接通过无谐振二极管整流的方式，感应获得的电能大大增加，特别时能在更小的高压侧电流下启动；自动匹配谐振的方式，能通过H桥电路的开关，在不同的高压侧电流导致的电流互感器的激磁电感变化的情况下，动态补偿谐振，将获得的电能最大化。本实用新型这种方式能够改善和解决由专利号为201310206669.1的中国发明专利提供的技术方案所存在的技术缺陷——不同电流互感器在不同高压侧电流作用下的激磁电感都有所差异，通过对个别电流互感器的励磁电感进行精确的谐振匹配得到的电容值不能适用于所有的电流互感器。
采用了本实用新型的上述技术方案，由于互感器取电效率的提高，可使得电流互感器的体积减小，有效降低互感器制造成本。通过内部算法动态匹配谐振，使直流源的输出更加稳定，提高了互感器使用寿命。
附图说明
为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中基于互感器感应取电电源的电路结构图；
图2为图1所示基于互感器感应取电电源的电路的等效电路图；
图3为现有技术中基于电流互感器谐振取电的直流源的电路结构图；
图4按照本实用新型的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源的电路结构的一优选实施例的示意图；
图5为按照本实用新型的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源的控制时序的一优选实施例的示意图。
具体实施方式
下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
为了克服互感器高压取电在现有技术中所存在的问题，本实用新型实施例提出一种基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源，其电路包括了电流互感器、补偿电容、H桥、滤波电容、负载以及控制单元。通过控制单元控制H桥的开通和关断，使电路工作时自动匹配电流互感器的等效激磁电感而产生并联谐振，从而把感应得到的电能大部分转化成直流源的输出。在高压侧小电流的情况下，通过并联谐振，就能保证感应取到的电能足够供负载使用；在高压侧大电流的情况下，为了保护电流互感器，减少甚至取消对于激磁电感的补偿，以避免电流互感器在并联谐振时过高的电压状况下，电流互感器饱和造成电流互感器的寿命减短。所以，本实用新型实施例具有以下优点：
1、电流互感器的体积减小，电流互感器的制作成本大大减小；
2、高压侧大电流情况下，使电流互感器工作在非饱和状态，延长磁芯的使用寿命；
3、通过自动匹配谐振的方式，使不同的电流互感器在不同高压侧电流下等效的激磁电感进行动态精确匹配，将互感器得到的能量大部分作为直流源的输出。直流源的能量利用率高，输出功率稳定。
以下结合图4至图5予以说明和验证本实用新型实施例的设计原理和控制方法。
本实施例所述的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源，如图4所示，其电路包括了电流互感器T1、补偿电容C1、H桥电路、滤波电容C2、负载X1和控制单元。电路连接关系：电流互感器T1与补偿电容C1并联连接，并与H桥电路的输入端相连；H桥电路的输出端与滤波电容C2、负载X1并联连接。
电流互感器T1用于获取穿过其磁芯的高压电缆上的感应电流；本实施中，电流互感器T1的副边匝数为400匝、激磁电感Lm为500mH。
补偿电容C1用于部分补偿电流互感器T1内部的无功电流，以提高由感应电流激励下产生的电压；在电缆电流频率f＝50Hz和电流互感器等效激磁电感500mH的条件下，采用3个4.7uF/400V的CBB电容并联后，再与电流互感器T1的输出并联。
补偿电容C1和激磁电感L1满足谐振条件：
H桥电路由四个带有反并二极管的MOS管Q1、Q2、Q3和Q4组，其用于部分补偿电流互感器T1的无功电流，同时将交流电能转换为直流电能输出。
H桥电路在一个电流周期内开关动作一次或多次。
负载X1用于向外部供出的电能。
控制单元用于通过控制H桥电路的MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极，以调节输入无功电流和直流输出电压。
本实施例所述的基于电流互感器的自动匹配谐振取电直流源，四个带有反并二极管的MOS管Q1、Q2、Q3和Q4组成H桥电路，其中：MOS管Q1的漏极与MOS管Q2的漏极相连且为H桥电路的正输出端，MOS管Q3的源极与MOS管Q4的源极相连且为H桥电路的负输出端；MOS管Q1的源极与MOS管Q4的漏极相连且为H桥电路的正输入端，MOS管Q2的源极与MOS管Q3的漏极相连且为H桥的负输入端。MOS管Q1的栅极、MOS管Q2的栅极、MOS管Q3的栅极和MOS管Q4的栅极均接收控制单元提供的开关控制信号。四个NMOS管Q1～Q4采用IRF740。H桥电路输出侧两端并联有滤波电容C2，滤波电容C2采用220uF/400V的电解电容。
控制单元采集H桥电路的两个下管Q3、Q4的电流iQ3、iQ4和输出电压U1，经其内部算法计算后输出H桥电路的控制信号S1、S2、S3、S4，来分别控制H桥电路的四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的通断，如图5所示。控制策略为：Q1和Q3同时开通或关断；Q2和Q4同时开通或关断。在MOS管Q1～Q4全部关断情况下，当开关管Q3的电流从零变为正值时，立即将S1和S3置为高电平，开通Q1和Q3，Q1和Q3的导通时间T根据其内部算法确定；在Q1～Q4全部关断情况下，当开关管Q4的电流从零变为正值，立即将S2和S4置为高电平，开通Q2和Q4，Q2和Q4的导通时间T根据内部算法确定。
第n个周期Q1～Q4的导通时间Tn通过扰动法调节：首先确定最大导通时间Tmax和最小导通时间Tmin，要求Tmax≥Tn≥Tmin，电路启动时设定T0＝Tmin；第n+1个周期的导通时间Tn+1与第n个周期的导通时间Tn之间的关系为：Tn+1＝Tn+ΔT或Tn+1＝Tn-ΔT，其中ΔT为调节步长。Tn按一个方向变化，并计算前后两个周期的输出功率，如变化后输出功率变大，则按当前趋势继续变化；如变化后输出功率变小，则反向变化，直至输出最大功率。
本实施例在具体实施中，控制单元包括两个运算放大器、一个控制模块和一个驱动模块；其中，运算放大器U1的反向输入端接收NMOS管Q4的源极与地之间串联的合金电阻(100mΩ)上的端电压，经过负反馈放大后将信号输入到控制模块；运算放大器U2的反向输入端接收NMOS管Q3的源极与地之间串联的合金电阻(100mΩ)上的端电压，经过负反馈放大后将信号输入到控制模块；运算放大器UI和U2的正向是输入端通过1kΩ的电阻接地。在滤波电容C2两端，按照100kΩ：1kΩ的比例并联电阻，将11kΩ电阻两端的电压作为信号输入到控制模块。控制模块的四个输出端分别与驱动模块的四个输入端相连，驱动模块的四个输出端分别与NMOS管Q1～Q4的栅极相连。本实施例的实施方式中，比较器采用LM358型双运算放大器，控制模块采用STM32F051的MCU芯片，驱动模块采用IR2101型双通道、栅极驱动、高压高速的功率驱动器。
当H桥电路的下管Q3、Q4导通，下管电流iQ3大于零，经运算放大器输入到控制模块的电压大于零；控制模块检测到上升沿后，开始计时，检测到下降沿后停止计时。多次检测电流iQ3的信号，取最小的时间作为MOS管最小导通时间Tmin。测量H桥电路输出到滤波电容C2的直流源输出电压，通过逐次比较每个信号周期的直流源电压，作为扰动调节法的依据，自动调节导通时间，以达到最大输出功率的效果。
本实施例通过补偿电容C1和H桥电路的动态的开关等效的电容，并联在电流互感器的激磁电感两端，产生并联谐振。在不同电流互感器工作在不同高压侧电流的状况下，其等效的不同的激磁电感，都能很好的通过本实用新型的自动匹配谐振。其结果是，等效激磁电感和补偿电容以及H桥等效电容的阻抗趋近于无穷大。
空载时，电流互感器感应产生的电流加在电流互感器的等效电阻上。即直流源空载输出电压为以电流互感器的激磁电感为500Mh为例，激磁电感阻抗为：Z＝2πfLm＝157Ω，而电流互感器的等效电阻一般在几千欧姆。在没有谐振匹配的情况下，感应得到的电能将大部分作为激磁电感上的无功形式存在，只有很少的电能能够输出到滤波电容上以作为直流源的输出。本实施例能够将感应产生的电能绝大部分转化成有功功率的形式作为直流源的输出，使能量的利用率大大提升。因此，在高压侧小电流的工况下，直流源也能提供较大的功率。
以上所述仅是对本实用新型的优选实施方式进行描述，并非是对本实用新型的范围进行限定；以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围；在不脱离本实用新型设计精神的前提下，本领域普通工程技术人员对本实用新型的技术方案作出的任何修改、等同替换、改进等，均应落入本实用新型的权利要求书确定的保护范围内。