本实用新型涉及汽车充电系统的技术领域，更具体地说，涉及一种基于移相功率可控无线电能传输汽车充电系统。
背景技术：
随着绿色环保观念深入人心，新能源技术不断迅猛发展。另一方面，随着国民生产力的提升和城市发展，城市汽车的数量居高不下，使得新能源汽车成为一个热点发展方向。电动汽车可以很好地解决机动车污染排放和能源短缺问题。因此受到了很多国家和政府的鼓励。电动汽车的充电方法主要有两种：一种是有线充电，也叫接触式充电；一种是无线充电，也叫无接触式充电。
所谓无线充电技术通常指的是电能的无线传输技术，通俗的说，就是不借助实物连线实现电能的无线传达。关于无线充电技术的研究早在1900年，特拉斯就开始无线电能传输的实验，经过一百多年的发展，关于无线充电的方法多种多样，但基本原理可以分为以下三种：电磁感应式、无线电波式、谐振耦合式，通过非辐射磁场内两线圈的共振效应实现中距离的无线供电。相对于电动汽车的有线充电而言，无线充电具有使用方便、安全、可靠，没有电火花和触电的危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损，没有相应的维护问题.可以适应雨雪等恶劣的天气和环境等优点。
随着无线充电技术方案的发展与完善，应用于电动汽车供电设备上的技术方案多种多样，而且日趋完善。但是目前基于无线充电技术的研究偏向理论化，缺乏对实际应用有定量知道一样的研究成果，同时现有的技术传输功率往往较小，远远不能完成大功率能量传输，也存在着能量损失较高等缺陷。因此，对于电动汽车进行无线充电的设备，在现今国内外的市场上还未见成熟的产品。
技术实现要素：
本实用新型的主要目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种基于移相功率可控无线电能传输汽车充电系统，本系统电能变化技术及拓扑的开关电路损耗、电压(电流)瞬变能被控制在较低的水平范围内，而且系统较稳定，具有良好的可控性与传输效率。
为了达到上述目的，本实用新型采用以下技术方案：
本发明基于移相功率可控无线电能传输汽车充电系统，包括电压源、用于把直流电压电流逆变成交流电压电流的高频逆变电路、用于把交变电场转换为交变磁场的发射线圈、用于感应磁场并转换为电场的接收线圈、用于对交流电源进行整流的整流滤波电路、电池组以及电机；所述电压源、高频逆变电路以及发射线圈顺序连接；所述发射线圈与所述接收线圈通过磁耦合的方式连接；所述接收线圈与整流滤波电路连接，所述整流滤波电路与所述电池组和电机连接；所述高频逆变电路由两组高频全桥逆变电路并联连接，每组高频全桥逆变电路对应连接一个发射线圈。
作为优选的技术方案，每组高频逆变电路包括第一三极管、第二三极管、第三三极管和第四三极管；所述第一三极管的发射极和第二三极管的集电极连接在一起，组成一组桥臂；所述第三三极管的发射极和第四三极管的集电极连接在一起，组成另一组桥臂；每个三极管的发射极和集电极的之间连接有电容和二极管，二极管的阳极与三极管发射极连接，阴极与三极管集电极连接。
作为优选的技术方案，所述发射线圈的一端连接至第一三极管的发射极和第二三极管的集电极之间，另一端连接至第三三极管的发射极和第四三极管的集电极之间。
作为优选的技术方案，所述整流滤波电路为双整流滤波电路。
作为优选的技术方案，所述双整流滤波电路包括两组由四个二极管组成的整流桥，两个整流桥之间连接一电阻，每个整流桥上连接有整流电容，该整流电容与接收线圈并联连接。
作为优选的技术方案，所述电压源为220V交流电压源。
本实用新型与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：
1、本实用新型设计利用并联的高频逆变电路实现大功率的无线充电，并相比其他无线电能传输电路，通过增加电压脉波数量，减少了电压脉波波动，同时提高了逆变后的高频交流电压和无线电能传输的功率。
2、本系统通过调节逆变电路桥臂之间的相位差角，根据不同的负载来调节输出电压有效值的大小，进而可以实现对不同电动汽车不同充电功率需求，进行动态控制。
附图说明
图1是本实用新型系统的结构示意图；
图2是本实用新型高频全桥逆变电路对直流电源进行电能逆变作用的原理图；
图3是驱动并联的全桥逆变电路的驱动信号图；
图4是SS型IPT系统的交流等效电路图；
图5是次级线圈转换后的电路等效图；
图6是次级线圈中的次级线圈电路中电压示意图；
图7是整流后两输出电压波形及叠加示意图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本实用新型作进一步详细的描述，但本实用新型的实施方式不限于此。
实施例
如图1所示，本实用新型基于移相功率可控无线电能传输汽车充电系统，其特征在于，包括电压源(本实施例中选用220V交流电压源)、用于把直流电压电流逆变成交流电压电流的高频逆变电路、用于把交变电场转换为交变磁场的发射线圈、用于感应磁场并转换为电场的接收线圈、用于对交流电源进行整流的整流滤波电路、电池组以及电机；所述电压源、高频逆变电路以及发射线圈顺序连接；所述发射线圈与所述接收线圈通过磁耦合的方式连接；所述接收线圈与整流滤波电路连接，所述整流滤波电路与所述电池组和电机连接；所述高频逆变电路由两组高频全桥逆变电路并联连接，每组高频全桥逆变电路对应连接一个发射线圈。其中发射线圈与接收线圈组成电磁耦合机构。
如图2所示，本实用新型采用并联的高频全桥逆变电路对直流电源进行电能逆变作用，第一个高频全桥逆变电路中，三级管V1和三级管V4组成一队桥臂，三级管V2和三级管V4组成相应滞后桥臂；三极管V1的发射极和三极管V2的集电极连接在一起，组成一组桥臂；三极管V3的发射极和三极管V4的集电极连接在一起，组成另一组桥臂；每个三极管的发射极和集电极的之间连接有电容和二极管，二极管的阳极与三极管发射极连接，阴极与三极管集电极连接。第二个高频全桥逆变电路中，三级管V5和V8组成一对桥臂，三级管V6和V7组成相应滞后桥臂。其原理、连接关系与第一个高频全桥逆变电路相同，在此不再赘述。
在本实施例中，所述发射线圈的一端连接至三极管V的发射极和三极管V2的集电极之间，另一端连接至三极管V3的发射极和三极管V4的集电极之间。
在本实施例的另一个实施例中，所述整流滤波电路为双整流滤波电路；所述双整流滤波电路包括两组由四个二极管组成的整流桥，两个整流桥之间连接一电阻RL，每个整流桥上连接有整流电容，该整流电容与接收线圈并联连接。
如图3所示为驱动并联的全桥逆变电路的驱动信号，tD控制信号时间间隔，由此可以将并联逆变电路的实时工作状态简化为四个工作模态，第一个全桥逆变电路整个工作状态在这几个工作模态中切换循环。
工作模态一：0时刻之前原级谐振电流流经V1和V4，直流电源向原级谐振电路放电，由于之前电流ip经VD1向Cr3电容进行充电后，VI和V4三级管进行ZVS导通后进行放电放电，电流与U0的放电电流相反，随着电容Cr3放电电流不断减小，0～t1时间段电流ip逐渐为零，电流换向开始，此时直流电源开始经V1和V4向原级谐振网络进行供电，电路处于能量注入状态。
工作模态二：在时间段t1～t2,此时间段为tD，V1在t1时刻进行ZVS关断，在tD时间段之后的t2时刻V2开始进行ZVS导通。此时间段直流电源U0不再向原级谐振网络进行供电，电容Cr4在进行充电，电容Cr2开始进行放电，当t2时刻Cr2放电为零且Cr4充电为U0时，VD2导通，电流ip方向不变，Upv随着电容Cr2的放电电压的降低逐渐下降，形成电压下降沿，保持了电流ip的稳定。
工作模态三：由于t2时刻之前电流ip经V4流过，在t2时刻Cr2电容电压下降为零即Upv电压下降为零时,VD2导通，V2进行ZVS导通。在t2～t3时间段，V1、V3实现ZVS关断，V2、V4导通，U0供电被阻断，Upv为零，ip经过VD2和V4进行续流。
工作模态四：在t3时刻三级管V4进行ZVS关断(三级管V4关断时两边有相应的电容电压)，原本在t2～t3时间段续流状态结束，在t3～t4时间段tD中，电容Cr4进行充电，电容电压逐渐上升即Upv大小不断增大形成电压上升沿(与原来t1～t2时间段中Cr2放电产生的Upv反向)；当电容Cr4充电电压到达U0大小时即Upv电压达到U0时，三级管V3进行ZVS切换导通，直流电源与Cr4两端电压方向大小相同。此时电源向初级谐振网络进行供电。
在t4～t5这一时间段内也是直流电源向初级谐振网络进行供电。0～t5时间段是一个半周期，下半周期工作模态类似。
并联的第二个全桥逆变电路工作原理相同，如图3所示，较第一个全桥逆变电路谐振电流超前1/4个周期。
如图4所示为SS型IPT系统的交流等效电路图。其中-jωMIS、-jωMIP为初级线圈与次级线圈的感应电动势，为电路中方波交流电压源，Rp和Rs分别为原级和次级线圈电感绕组的内阻，RL为负载。令Requ为整流和滤波电路与负载电路的等效电阻，这里看做Requ＝RL，Uequ为整流和滤波电路与负载的等效电压，Zs为次级电路的阻抗，ZP是原级线圈电路中的感应阻抗，ω为工作角频率。
在原级谐振电路中次级线圈感应至原级线圈的感应阻抗为Z1，则Z1为：
所以原级电路感应阻抗为
整个协整网络的总阻抗为：
由诺顿定理可将次级线圈电路转化为如图5所示等效电路，感应电压源可以等效为电流源，其中ISC为电流源电流，Y为次级线圈电路中的导纳，则负载端等效电压可表示为：
Z'0＝jωCS+RL+RS
所以
由进行诺顿定理变换电路前可知：USC＝jωIP＝Upv/Zk
因此负载两端的等效电压为：
令ZX＝Z0RL，ZZ＝ZK(jωCt+Rt)Z′0。
将上式两边取等效值即
又因为谐振网络的有效值UPV满足
即
通过以上各式，我们可以得出θ与RL、以及ω有相应的关系，可以通过Matlab仿真直观地看出相应的关系。
如图2所示中双整流电路，直流电源经并联的两个相位差为逆变电路逆变后可得相位相差的初级谐振电流。所以经双整流电路整流后的半波电流也是相差的，如图6所示为次级线圈电路中电压，如图7所示为整流后两输出电压波形及叠加示意图。由于两输出电压波形相差所以两电压波形进行叠加左右于负载时比单个整流电路输出的电压有效值更高。
通过以上分析可知，本发明可以通过双并联的逆变桥臂来形成相位相差的输出电压从而来提高输出电压有效值，其次本发明可以通过调节桥臂之间的相位差θ角，根据不同的负载来调节输出电压有效值的大小，进而实现对不同电动汽车不同充电功率需求，进行动态控制。
上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。