一种无线电能传输系统的制作方法

本实用新型涉及无线电能传输技术领域，尤其涉及一种无线电能传输系统。

背景技术：

近年来，各类电子电气设备得到了快速普及与发展，而用户对电能传输的安全性与可靠性提出了新的要求。传统插电式电能传输技术在充电时，存在火花及高压触电等安全隐患，使得系统安全性、可靠性以及使用寿命降低，并尚且难以达到一些特殊工业场合的安全要求。无线电能传输技术正是了为了弥补这些不足而被广泛探讨与研究的一种电能传输技术。

目前的无线充电技术采用的方式是无线电波技术、电磁感应技术和磁共振技术。无线电波技术是通过捕捉墙壁反弹回来的无线电波能量，但该充电方式效率比较低，应用到目前市场的无线充电设备还远远达不到预想的效果。而在无线充电设备上采用电磁感应技术基本可实现一对一的电能传输，但是该方式需要被充电设备精准对准发射线圈才能实现充电，而且其传输距离也相对较短，以上的种种弊端导致无线充电设备处于瓶颈期。与前两种充电方式不同是的是磁共振技术是指发射线圈与接收线圈间的频率一致即可传输电能，距离短的缺点可得到很好的改善，但其控制其谐振频率相对较难。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种无线电能传输系统，突破上述磁共振技术的局限性，采用距离更优、适应性更强的磁共振技术，克服高频下驱动电路设计复杂性，采用正反馈自驱动功率半桥谐振电路作为新型主拓扑，使其适用于中大功率的无线电能传输场合，增加了用电设备的安全性，降低产品的成本，极大地拓宽无线电能传输技术的应用场合。

为达此目的，本实用新型采用以下技术方案：

一种无线电能传输系统，包括启动电路、驱动电路、发射端阻抗匹配电路和发射线圈；

还包括带有原边绕组NP1、第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2的脉冲变压器T1，

所述驱动电路为自驱动功率半桥谐振电路，其包括相位相互正交的第一电路和第二电路；

所述启动电路接入所述原边绕组NP1，两个所述副边绕组分别连接于第一电路和第二电路；

所述发射端阻抗匹配电路的电容端还连接于所述脉冲变压器T1的原边绕组NP1，使得所述驱动电路维持持续振荡过程。

可选的，所述第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2的两端电压幅值相等、相位相反。

可选的，所述发射端阻抗匹配电路为LCL谐振结构。

可选的，所述第一电路包括第一MOS管Q1，所述第一副边绕组NS1的两端分别连接于所述第一MOS管Q1的栅极和源极。

可选的，所述第一电路还包括用于与第一副边绕组NS1谐振的第二电容 C2、限幅稳压的第二二极管D2和第三二极管D3，所述第二电容C2并联于所述第一副边绕组NS1，所述第二二极管D2和第三二极管D3串联后并联于所述第一副边绕组NS1。

可选的，所述第二电路包括第二MOS管Q2，所述第二副边绕组NS2的两端分别连接于所述第二MOS管Q2的栅极和源极。

可选的，所述第二电路还包括用于与第二副边绕组NS2谐振的第三电容 C3、限幅稳压的第四二极管D4和第五二极管D5，所述第三电容C3并联于所述第二副边绕组NS2，所述第四二极管D4和第五二极管D5串联后并联于所述第二副边绕组NS2。

可选的，所述发射端阻抗匹配电路包括串联的第五电容C5和第九电容C9，所述第五电容C5和第九电容C9并联于发射线圈，所述第五电容C5和第九电容C9之间的连接端还连接有第十电容C10，第十电容C10还串联有第十一电容 C11，第十一电容C11还连接于所述原边绕组NP1。

可选的，所述启动电路包括直流电压源VDC、第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1、第六二极管D6和双向触发管D1；

所述直流电压源VDC的负极接地，所述直流电压源VDC的正极连接于第一电阻R1的第一端，第一电阻R1的第二端连接于第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端连接于第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端接地，双向触发管D1的第一端连接于第一电容C1的第一端，双向触发管D1的第二端连接于原边绕组NP1的第一端，原边绕组NP1的第二端接地；

所述第一电路包括与第一副边绕组NS1谐振的第二电容C2、限幅稳压的第二二极管D2、第三二极管D3和第一MOS管Q1；

第一副边绕组NS1的第一端连接于第二电容C2的第一端、第二二极管D2的第一端和第一MOS管Q1的栅极，第一副边绕组NS1的第二端连接于第二电容C2的第二端、第三二极管D3的第二端和第一MOS管Q1的源极，第二二极管D2的第二端和第三二极管D3的第一端极性相反并相连接；

所述第二电路包括与第二副边绕组NS2谐振的第三电容C3、限幅稳压的第四二极管D4、第五二极管D5和第二MOS管Q2；

第二副边绕组NS2的第一端连接于第三电容C3的第一端、第四二极管D4的第一端和第二MOS管Q2的栅极，第二副边绕组NS2的第二端连接于第三电容C3的第二端、第五二极管D5的第二端和第二MOS管Q2的源极，第四二极管D4的第二端和第五二极管D5的第一端极性相反并相连接；

第六二极管D6的第一端连接于第一电阻R1的第二端，第六二极管D6的第二端连接于第一MOS管Q1的源极和第二MOS管Q2的漏极；

第一MOS管Q1的漏极连接于第一电阻R1的第一端；

第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2的两端电压幅值相等、相位相反；

发射端阻抗匹配电路包括第一电感L1、第五电容C5、第六电容C6、第九电容C9和第十二电容C12；

第一MOS管Q1的源极连接于第十二电容C12的第一端，第十二电容C12的第二端连接于第一电感L1的第一端，第一电感L1的第二端连接于第五电容 C5的第一端和第六电容C6的第一端，第五电容C5的第二端连接于第九电容 C9的第一端，第九电容C9的第二端连接于第二MOS管Q2的源极，第九电容 C9的第二端还接地；

发射线圈的两端分别连接于第六电容C6的第二端和第九电容C9的第二端；

第五电容C5的第二端和双向触发管D1的第二端之间还连接有相互串联的第十电容C10和第十一电容C11。

可选的，该无线电能传输系统还包括接收端阻抗匹配电路，所述接收端阻抗匹配电路包括接收线圈和第七电容C7，所述接收线圈的第一端连接于第七电容C7的第一端，第七电容C7的第二端连接于负载的第一端，负载的第二端连接于接收线圈的第二端，负载的第二端还接地。

本实用新型实施例具有以下有益效果：

本实用新型实施例中，相比现有技术而言，采用自驱动功率半桥谐振电路作为新型主拓扑，发射端阻抗匹配电路的电容端还连接于脉冲变压器的原边绕组NP1，使得自驱动功率半桥谐振电路维持持续振荡过程，使其适用于中大功率的无线电能传输场合，增加了用电设备的安全性，降低产品的成本，极大地拓宽无线电能传输技术的应用场合。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为现有技术提供的一种AB类无线电能传输电路结构图。

图2为MOSFET开关管内部等效结构图。

图3为本实用新型实施例提供的无线电能传输系统的原理框图。

图4本实用新型实施例提供的无线电能传输系统的赋能过程图。

图5为本实用新型实施例提供的无线电能传输系统的电路图。

图6为本实用新型实施例提供的无线电能传输系统的工作频宽图。

具体实施方式

为使得本实用新型的实用新型目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而非全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本实用新型保护的范围。

请参阅图1，图1为现有技术提供的一种AB类无线电能传输电路结构图。

其中，74HC240为8路三态反向缓冲器。

然而分析现有技术后，发现其存在以下三点缺点：

一、适应性不强，发射线圈要与接收线圈严格对准，才能达到最好的电能传输效果；

二、该磁谐振结构仅仅适用于小功率场合，而且发射端采用多级LC谐振结构，增加系统设计的复杂性与调试的难度；

三、MOS管工作的频宽非常窄，对谐振点很敏感，而且由于采用晶振与反相缓冲器相结合的驱动方式，其驱动电压不高，仅为5V左右，故MOS管工作在放大区，造成单位时间内通过MOS管的电流相对较大，所产生的功耗也随之增加，在较长的时间里，MOS管会明显发烫，甚至会存在烧毁MOS 管的情况。

因此，本实用新型在无线电能传输系统采用的是自驱动功率半桥谐振电路，可使无线电能传输系统应用于中大功率场合。对于自驱动功率半桥谐振电路中的MOS管，其驱动控制有两种方式：一是外加晶体振荡器或IC的他激驱动控制方式，二是自激驱动控制方式。他激电路的设计过程比较复杂，增加了设计难度与成本。而在自驱动控制方式中，需要把电路中某个信号反馈到驱动电路中，经过一定的变换即可得到需要的驱动信号。而自驱动的振荡过程受MOS管内部的寄生参数影响较大，若MOS管内部的漏源极电容与米勒电容相对较大时，此时功率半桥谐振电路的自驱动起振过程难度较大。

本实用新型通过详细剖析MOS管内部结构、研究其内部寄生参数影响开关过程的工作机理，将微弱正反馈信号从发射端阻抗匹配电路的电容端引入到脉冲变压器中，进而维持自驱动功率半桥谐振电路的持续振荡过程，更好地实现功率半桥谐振电路的有效控制。为了使功率器件适用的频率范围更广，首次将一个特殊的正反馈高频自驱动功率半桥谐振电路应用于无线电能传输领域，所提出的一种利用MOS管内部的寄生参数与外部微弱正反馈信号产生自驱动振荡控制方式的电路简单、稳定以及可靠。

请参阅图2所示，图2为MOSFET开关管内部等效结构图。

不同MOS管之间其内部寄生参数差异比较大，当寄生电容参数相对较大时，自驱动功率半桥谐振电路的驱动振荡电路不易起振，难以实现功率半桥的自驱动。为了解决这个问题，本实用新型中采用的是MOS管内部参数与微弱的外部正反馈相结合的功率半桥谐振电路，不仅简化电路，提高功率半桥谐振电路适应性，而且还降低设计成本。

此外，MOS管内部寄生参数值相对很小，易于构设高频化的谐振结构从而提高本征频率，使开关频率达到MHz以上。由于功率半桥谐振电路上下管输入电路的相位是严格正交关系，因此，功率半桥上下管的相互导通就完成了一次“拉”和“灌”的过程，形成功率的输出，从而为阻抗匹配的输入端提供一个高频方波，方波的频率取决于内馈式自激振荡参数的设计。

另外，本实用新型的无线电能传输系统的阻抗匹配分为两部分：发射端阻抗匹配电路与接收端阻抗匹配电路。在整个系统中，阻抗匹配电路在电能传输过程中起到承上启下的作用，对于发射端阻抗匹配电路，其主要的作用是将电源所输入的电能通过LC串并联谐振转化为目标的高频电压与电流信号，加载到发射线圈中进而高效地发射出去。通过合理的设计发射端两级阻抗匹配谐振频点，可将系统的工作频率稍微错开，以拓宽无线能量系统的工作频宽，提高其可靠性与适应性。

另一方面，对于接收端阻抗匹配电路，通过合理设计接收线圈的电感值与尺寸，并合理选择与其匹配的电容参数，可使接收端在目标的谐振范围内获得更为理想的高频电压与电流信号，进而为负载提供充足的功率输出。

下面结合附图并通过具体实施方式来进一步说明本实用新型的技术方案。

请参阅图3所示，图3为本实用新型实施例提供的无线电能传输系统的原理框图。

该无线电能传输系统包括市电10、有源功率因数校正电路20、启动电路 30、自驱动功率半桥谐振电路40、发射端阻抗匹配电路50、发射线圈60、接收线圈70、接收端阻抗匹配电路80、负载90和微弱正反馈电路100。

具体的，请参阅图4和图5所示。

为了更好的描述电路结构，将元件的左端或者上端定义为第一端，元件的右端或者下端定义为第二端。

该无线电能传输系统还包括带有原边绕组NP1、第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2的脉冲变压器T1，自驱动功率半桥谐振电路40包括相位正交的第一电路和第二电路。

启动电路30接入原边绕组NP1，两个副边绕组分别连接于第一电路和第二电路。

进一步的，发射端阻抗匹配电路50的电容端还连接于脉冲变压器T1的原边绕组NP1，使得自驱动功率半桥谐振电路40维持持续振荡过程。第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2的两端电压幅值相等、相位相反。

进一步的，发射端阻抗匹配电路50为LCL谐振结构。

进一步的，启动电路30包括直流电压源VDC、第一电阻R1、第二电阻 R2、第一电容C1、第六二极管D6和双向触发管D1。

直流电压源VDC的负极接地，直流电压源VDC的正极连接于第一电阻R1的第一端，第一电阻R1的第二端连接于第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端连接于第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端接地，双向触发管D1的第一端连接于第一电容C1的第一端，双向触发管D1的第二端连接于原边绕组NP1的第一端，原边绕组NP1的第二端接地。

第一电路包括第一MOS管Q1、与第一副边绕组NS1谐振的第二电容C2、限幅稳压的第二二极管D2和第三二极管D3。

第一副边绕组NS1的第一端连接于第二电容C2的第一端、第二二极管D2的第一端和第一MOS管Q1的栅极，第一副边绕组NS1的第二端连接于第二电容C2的第二端、第三二极管D3的第二端和第一MOS管Q1的源极，第二二极管D2的第二端和第三二极管D3的第一端极性相反并相连接。

第二电路包括第二MOS管Q2、与第二副边绕组NS2谐振的第三电容C3、限幅稳压的第四二极管D4和第五二极管D5。

第二副边绕组NS2的第一端连接于第三电容C3的第一端、第四二极管D4的第一端和第二MOS管Q2的栅极，第二副边绕组NS2的第二端连接于第三电容C3的第二端、第五二极管D5的第二端和第二MOS管Q2的源极，第四二极管D4的第二端和第五二极管D5的第一端极性相反并相连接。

第六二极管D6的第一端连接于第一电阻R1的第二端，第六二极管D6的第二端连接于第一MOS管Q1的源极和第二MOS管Q2的漏极。

第一MOS管Q1的漏极连接于第一电阻R1的第一端。

第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2的两端电压幅值相等、相位相反。

发射端阻抗匹配电路50包括第一电感L1、第五电容C5、第六电容C6、第九电容C9和第十二电容C12。

第一MOS管Q1的源极连接于第十二电容C12的第一端，第十二电容C12的第二端连接于第一电感L1的第一端，第一电感L1的第二端连接于第五电容 C5的第一端和第六电容C6的第一端，第五电容C5的第二端连接于第九电容 C9的第一端，第九电容C9的第二端连接于第二MOS管Q2的源极，第九电容 C9的第二端还接地。

发射线圈60的两端分别连接于第六电容C6的第二端和第九电容C9的第二端。

第五电容C5的第二端和双向触发管D1的第二端之间还连接有相互串联的第十电容C10和第十一电容C11，使得自驱动功率半桥谐振电路40维持持续振荡过程。

该无线电能传输系统还包括接收端阻抗匹配电路80，接收端阻抗匹配电路80包括接收线圈和第七电容C7，接收线圈的第一端连接于第七电容C7的第一端，第七电容C7的第二端连接于负载的第一端，负载的第二端连接于接收线圈的第二端，负载的第二端还接地。

进一步的，以下具体分析本实用新型实施例提供的无线电能传输系统的工作原理。

启动电路30的工作原理为：

直流电压源VDC通过第一电阻R1和第二电阻R2对第一电容C1进行充电，第一电容C1两端的电压开始上升，当第一电容C1两端的电压VC1高于双向触发管D1的正向转折电压VBO时，会产生原始单次脉冲信号激发脉冲变压器T1原边。故原边绕组NP1快速产生一个上正下负的感应电动势，于是在第一副边绕组NS1和第二副边绕组NS2也会感应出两个幅度大小相同，相位完全相反的正弦波电压，并通过第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4及第五二极管D5实现限压保护，使与原边绕组NP1同相位的第一MOS管Q1导通，而与原边绕组NP1完全相反相位的第二MOS管Q2截止。

自驱动功率半桥谐振电路40的工作原理为：

当与原边绕组NP1同相位的第一MOS管Q1受到原始脉冲触发信号的激发导通后，第一MOS管Q1的漏极与源极之间的电压增量dv/dt迅速下降，与此同时，电流增量di/dt却迅速递增，迅变电流与电容电压梯度的关系为： i＝C*(dv/dt)，di/dt为MOS管漏、源极之间的雪崩电流对时间的增量。当第一 MOS管Q1受到单次原始脉冲冲激而导通时，此时第二MOS管Q2是截止状态的，此时直流电压源VDC会通过功率半桥的中点加载到发射端阻抗匹配电路上50，第一MOS管Q1的漏源电流会持续增加，其具体的赋能过程如图4 所示。

图4中，箭头A表示电流方向，可见赋能的通路有两条：

其一，第一MOS管Q1的一部分漏源电流会通过第二MOS管Q2内部的寄生米勒电容Crss2对栅极角电容Cgs2进行赋能充电；

其二，第一MOS管Q1的另一部分的漏源电流会流过发射端阻抗匹配电路的电容端，即第五电容C5和第九电容C9，进而通过第十电容C10和第十一电容C11为脉冲变压器T1赋能。

因此，第一MOS管Q1漏源极电流通过栅源极角电容Cgs2与外接微弱正反馈为自驱动功率半桥谐振电路40进行赋能，从而维持激磁线圈次级回路与栅源极角电容Cgs2本征频率的振荡，并使第一MOS管Q1的漏源极进一步导通。由于两个副边绕组在自驱动振荡过程中，实际上是作为一个整体，只需要对任何一个MOS管赋能，也就是对整体自激振荡实现了赋能，故第一MOS 管Q1导通，实际是对第二MOS管Q2实现赋能，同理可知，第二MOS管 Q2导通，实际是对第一MOS管Q1实现赋能，并结合外接微弱正反馈电路，可稳定维持该自驱动电路的振荡过程。而第一MOS管Q1导通后所得的迅变电流流过第一电感L1、第五电容C5和第九电容C9到地，完成一次“拉”动作。由于驱动波形为正弦，故半个周期之后，第一MOS管Q1的相位变为负，第一MOS管Q1进入截止状态，而第二MOS管Q2的相位变为正，即第二MOS 管Q2在下半周期开始导通，同样也会产生一个迅变电流，该迅变电流流过第一电感L1、第五电容C5和第九电容C9，通过导通的第二MOS管Q2对地回路迅速放电，完成一次“灌”动作。

因此，当第一MOS管Q1导通时，第二MOS管Q2是截止的；当第二MOS 管Q2导通时，第一MOS管Q1是截止的。重复上述周期，二者的相互交替导通，可实现从自驱动功率半桥谐振电路的中点，即第一MOS管Q1的源极输出方波电压信号，其幅值为VDC-I*RON，其中VDC为电源电压，I为迅变电流， RON为MOS管的导通电阻，该方波电压信号经过第一电感L1、第五电容C5和第九电容C9实现一级选频回路，形成所需的正弦波电压信号。对于无线电能传输线圈而言，即发射线圈T-coil和接收线圈R-coil，它们均可以等效为一个电感，故从第五电容C5和第九电容C9得到的正弦波电压信号会继续经过第六电容C6和发射线圈T-coil，实现选频回路，进而将电能量转变为交变的磁场能发射出去。通过两级的选频网络，扩大该电路的工作频宽，使其能适应在较宽的工作频率下正常运行。

由于第一MOS管Q1与第二MOS管Q2在自激振荡的赋能过程与外接微弱正反馈是作为一个整体进行实现相互作用的。第一MOS管Q1导通是对第二MOS管Q2的赋能，而第二MOS管Q2的导通是对第一MOS管Q1的赋能，而在电路上，两个副边绕组的电感参数为L＝LNS1＝LNS2，微调电容C＝C2＝C3，同型号的MOS管内部的寄生参数是相等的，且Ciss＝Crss+Cgs，故该自驱动功率半桥谐振电路的工作频率f可近似计算为：

发射端阻抗匹配电路50和接收端阻抗匹配电路80的工作原理为：

本实施例的阻抗匹配电路有两部分，其中一部分是发射端阻抗匹配电路50，另一部分是接收端阻抗匹配电路80。由于都是采用LC串联或并联谐振结构，故其谐振频率的基本计算公式为：

在实际的电路中，发射线圈60与接收线圈70实际上是以一个电感的形式存在。因此，对于发射端阻抗匹配电路，其谐振电路的结构为LCL结构，由串联谐振与并联谐振构成，前级的阻抗匹配滤波电路由第一电感L1、第五电容C5和第九电容C9串联谐振构成，其谐振频率f1计算可表示为：

而后级的阻抗匹配滤波电路包括两部分的谐振频率，其一为发射线圈60 电感LT-coil、第六电容C6串联联谐振组成，其谐振频率f2计算可表示为：

其二为发射线圈60电感LT-coil、第五电容C5、第九电容C9和第六电容C6并联谐振组成，其谐振频率f3计算可表示为：

因此，上述三个谐振频点之间的关系为：

f1<f2<f3

请参阅图6所示，故可通过合理选择发射端阻抗匹配电路的参数：第一电感电感L1、发射线圈电感LT-coil、第五电容C5与第六电容C6，可将谐振频率f1与谐振频率f3稍微错开，使前面已确定的功率半桥自激振荡的本征频率 fo落在[f1，f3]范围内，从而可获得较宽的工作频宽，提高电路的可靠性与适应性。

另外，发射端阻抗匹配电路50应根据无线发射的特性进行合理设计，先构设低Q值的电压谐振，使电路稳定工作，工作的频率带宽展宽，Q为品质因数。后续再用高Q值电压谐振与高频电流谐振，从而使发射的射程更远，同时可以形成较宽带宽的电流谐振，使电路工作稳定并有效地进行无线电能的传输。品质因数Q的计算表达式如下：

对于接收端阻抗匹配电路80，采用的谐振结构是LC，故其谐振频率f4计算公式为：

本实施例提供的无线电能传输系统，采用自驱动功率半桥谐振电路40作为新型主拓扑，以此可简化驱动电路的设计成本以及提高在高频化设计过程中的可靠性。另外，该无线电能传输系统的传输效率和功率与发射端阻抗匹配电路50、接收端阻抗匹配电路80的参数选择密切相关。

因此，本实用新型实施例提供的无线电能传输系统，其电路中只采用二阶变换，所以电转换效率高，MOS管的温升低，适用于中大功率应用场合。

带微弱正反馈的自驱动功率半桥谐振电路40适用于对功率开关管要求更高的场合，并可简化驱动电路设计成本，正弦波的驱动波形可减缓驱动信号对后级自驱动功率半桥谐振电路40的冲击，可实现功率开关管的软启动以及零电压开关，从而提高无线电能传输系统的整体工作效率，并在高频化设计中增强系统的工作可靠性。

发射端阻抗匹配电路50采用LCL谐振结构可拓宽该系统的工作频宽，使其具有较宽的工作频宽，进而提高系统的工作适应性。

相比现有技术而言，采用正反馈自驱动功率半桥谐振电路40作为新型主拓扑，使其适用于中大功率的无线电能传输场合，增加了用电设备的安全性，降低产品的成本，极大地拓宽无线电能传输技术的应用场合。

以上所述，以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围。