本实用新型涉及直流升压电路领域，特别是涉及一种高增益零电压转换器电路。
背景技术：
近些年，可再生能源和新能源技术高速发展，风力发电以及光伏发电等新能源技术已经逐渐成为研究热点。但是，由于新能源技术输出的电压低、波动大，因此需要在新能源系统中增加高增益的DC-DC(Direct Current，直流-直流)转换器才能满足供电设备的需求。
现有技术中，非隔离型高增益DC-DC转换电路能够通过对储能电容和储能电感的充电和放电实现升压，请参考图2，图2为现有技术中的一种非隔离型高增益DC-DC转换电路图，包括直流输入电源V1、第一二极管D1、第二二极管D2、储能电感L1、谐振电感Lr、储能电容C1、极性电容C0、可控开关Q以及纯电阻负载R，其中，V1的正极与D1的阳极及L1的第一端连接，D1的阴极与Lr的第一端连接，Lr的第二端与D2的阳极及C1的第一端连接，C1的第二端与L1的第二端及Q的第一端连接，D2的阴极与C0的阳极及R的第一端连接，C0的阴极与R的第二端、Q的第二端及V1的负极连接。采用PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)方式来控制开关Q的导通和关断能够使Q导通时，V1对C1和L1进行并联充电；Q关断时，V1、L1、C1串联对R放电，从而实现输出升压。
现有的，非隔离型高增益DC-DC转换电路在应用过程中，因电路结构以及开关频率高等原因，其中的可控开关Q以及第二二极管D2的损耗较为严重，使用寿命较短。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。
技术实现要素：
本实用新型的目的是提供一种高增益零电压转换器电路，降低了可控开关以及第二二极管的损耗，延长了使用寿命。
为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种高增益零电压转换器电路，包括：
非隔离型高增益直流-直流DC-DC转换电路；
与所述非隔离型高增益DC-DC转换电路连接的零电压转换电路；
所述零电压转换电路，用于在所述非隔离型高增益DC-DC转换电路中的可控开关导通及关断时，将所述可控开关的第一端与第二端之间的工作电压控制为零，还用于在所述非隔离型高增益DC-DC转换电路中的第二二极管关断之前，将所述第二二极管的阳极与阴极之间的工作电流降为零。
优选地，所述零电压转换电路包括：
辅助电容、辅助电感、第三二极管及辅助可控开关；
所述辅助电容的第一端与所述辅助电感的第一端连接，所述辅助电感及所述辅助电容的公共端与所述可控开关的第一端连接，所述辅助电感的第二端与所述第三二极管的阳极以及所述辅助可控开关的第一端连接，所述第三二极管的阴极与所述第二二极管的阳极连接，所述辅助电容的第二端与所述辅助可控开关的第二端连接，所述辅助电容及所述辅助可控开关的公共端与所述可控开关的第二端连接。
优选地，所述可控开关为NMOS管，则可控开关的第一端为NMOS管的漏极，可控开关的第二端为NMOS管的源极。
优选地，所述第三二极管为快速恢复二极管FRD。
优选地，所述非隔离型高增益DC-DC转换电路中的极性电容为电解电容。
优选地，所述辅助可控开关为NMOS管，则所述辅助可控开关的第一端为NMOS管的漏极，所述辅助可控开关的第二端为NMOS管的源极。
本实用新型提供了一种高增益零电压转换器电路，包括：非隔离型高增益直流-直流DC-DC转换电路；与非隔离型高增益DC-DC转换电路连接的零电压转换电路；零电压转换电路，用于在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的可控开关导通及关断时，将可控开关的第一端与第二端之间的工作电压控制为零，还用于在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的第二二极管关断之前，将第二二极管的阳极与阴极之间的工作电流降为零。
可见，本实用新型的非隔离型高增益DC-DC转换电路以及与非隔离型高增益DC-DC转换电路相连接的零电压转换电路中，零电压转换电路能够在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的可控开关导通时，将可控开关的第一端与第二端之间的工作电压降为零，开通损耗近似为零，相比目前的方案，降低了可控开关的开通损耗，能够在可控开关关断时使可控开关两端的电压为零，关断损耗近似为零，降低了可控开关的关断损耗，还能够在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的第二二极管关断之前，将第二二极管的阳极与阴极之间的工作电流缓慢地降为零，关断损耗近似为零，同时降低了可控开关以及第二二极管的开关损耗，延长了使用寿命。
附图说明
为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本实用新型提供的一种高增益零电压转换器电路的结构示意图；
图2为现有技术中的一种非隔离型高增益DC-DC转换电路图；
图3为本实用新型提供的一种高增益零电压转换器电路的电路图；
图4为本实用新型提供的一种高增益零电压转换器电路对应的时序波形图。
具体实施方式
本实用新型的核心是提供一种高增益零电压转换器电路，降低了可控开关以及第二二极管的损耗，延长了使用寿命。
为使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
请参考图1，图1为本实用新型提供的一种高增益零电压转换器电路的结构示意图，包括：
非隔离型高增益直流-直流DC-DC转换电路；
与非隔离型高增益DC-DC转换电路1连接的零电压转换电路2；
零电压转换电路2，用于在非隔离型高增益DC-DC转换电路1中的可控开关导通及关断时，将可控开关的第一端与第二端之间的工作电压控制为零，还用于在非隔离型高增益DC-DC转换电路1中的第二二极管关断之前，将第二二极管的阳极与阴极之间的工作电流降为零。
考虑到现有技术中的非隔离型高增益DC-DC转换电路1中，可控开关Q以及第二二极管D2在导通和关断的过程中处于硬开关条件下，硬开关条件具体为开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，该损耗随开关频率的提高而急速增加。同时由于可控开关Q的开关频率至少可达100kHZ，因此会造成较高的开关损耗，降低了可控开关以及第二二极管的使用寿命，同时在硬开关的工作条件下，开关噪声较大，影响工作环境，且电磁干扰会比较严重，影响周围电子设备的工作。本实用新型实施例中的零电压转换电路2能够在可控开关导通时，将其两端的电压降为零，使其在零电压条件下导通，开通损耗近似为零，能够在可控开关关闭时，控制其两端的电压为零，实现了零电压关断，其关断损耗近似为零，并且还能够控制第二二极管在关断时，其两端的电流缓慢地降为零，关断损耗近似为零，延长了可控开关及第二二极管的使用寿命。
具体的，本实用新型实施例中的零电压转换电路2的类型可以有多种，本实用新型实施例在此不做限定。
其中，在解决上述技术问题的同时，本实用新型实施例中的零电压转换电路2中的器件的导通时间短则开关损耗较小，不会增加损耗以致于额外地增加成本。
本实用新型提供了一种高增益零电压转换器电路，包括：非隔离型高增益直流-直流DC-DC转换电路；与非隔离型高增益DC-DC转换电路连接的零电压转换电路；零电压转换电路，用于在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的可控开关导通及关断时，将可控开关的第一端与第二端之间的工作电压控制为零，还用于在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的第二二极管关断之前，将第二二极管的阳极与阴极之间的工作电流降为零。
可见，本实用新型的非隔离型高增益DC-DC转换电路以及与非隔离型高增益DC-DC转换电路相连接的零电压转换电路中，零电压转换电路能够在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的可控开关导通时，将可控开关的第一端与第二端之间的工作电压控制为零，开通损耗近似为零，相比目前的方案，降低了可控开关的开通损耗，能够在可控开关关断时使可控开关两端的电压为零，关断损耗近似为零，降低了可控开关的关断损耗，还能够在非隔离型高增益DC-DC转换电路中的第二二极管关断之前，将第二二极管的阳极与阴极之间的工作电流缓慢地降为零，关断损耗近似为零，同时降低了可控开关以及第二二极管的开关损耗，延长了使用寿命。
在上述实施例的基础上：
作为一种优选的实施例，零电压转换电路2包括：
辅助电容、辅助电感、第三二极管及辅助可控开关；
辅助电容的第一端与辅助电感的第一端连接，辅助电感及辅助电容的公共端与可控开关的第一端连接，辅助电感的第二端与第三二极管的阳极以及辅助可控开关的第一端连接，第三二极管的阴极与第二二极管的阳极连接，辅助电容的第二端与辅助可控开关的第二端连接，辅助电容及辅助可控开关的公共端与可控开关的第二端连接。
为了更好地对本实用新型实施例进行说明，请参考图3，图3为本实用新型提供的一种高增益零电压转换器电路的电路图，需要说明的是，除转换开关Q和辅助开关Q1之外所涉及到的电子器件的第一端和第二端仅为便于描述器件之间的连接关系，并非限制其连接端口，也就是说针对两个连接端口可以转换使用。
其中，本实用新型实施例在前述的降低可控开关以及第二二极管的损耗的基础上，由于辅助电容以及辅助电感的谐振过程限制了可控开关在开关过程中的电压和电流的变化率，使开关噪声减小，优化了工作环境。
具体的，可控开关Q的类型可以有很多种，例如可以为各种的包含有寄生体二极管的可控开关管，例如NMOS(N-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体)管等，本实用新型实施例在此不做限定。
具体的，第一二极管、第二二极管及第三二极管可以为多种类型的二极管，例如肖特基二极管或者其他类型的能够不影响本实用新型的实用新型目的的二极管，本实用新型实施例在此不做限定。
作为一种优选的实施例，可控开关为NMOS管，则可控开关的第一端为NMOS管的漏极，可控开关的第二端为NMOS管的源极。
具体的，NMOS管具有体积小、重量轻、寿命长、噪声低、热稳定性好、抗干扰能力强、功耗低及控制方便等优点。
当然，除了NMOS管外，可控开关还可以为其他类型的包含寄生体二极管的可控开关管，本实用新型实施例在此不做限定。
作为一种优选的实施例，第三二极管为FRD(Fast recovery diode，快速恢复二极管)。
具体的，FRD具有开关特性好以及反向恢复时间短等优点。
当然，除了FRD外，第三二极管还可以为其他类型的二极管，本实用新型实施例在此不做限定。
作为一种优选的实施例，非隔离型高增益DC-DC转换电路1中的极性电容为电解电容。
具体的，电解电容具有电容量大以及价格低廉等优点。
当然，除了电解电容外，极性电容还可以为其他类型，本实用新型实施例在此不做限定。
作为一种优选的实施例，辅助可控开关为NMOS管，则辅助可控开关的第一端为NMOS管的漏极，辅助可控开关的第二端为NMOS管的源极。
具体的，NMOS管具有体积小、重量轻、寿命长、噪声低、热稳定性好、抗干扰能力强、功耗低及控制方便等优点。
当然，除了NMOS管外，辅助可控开关还可以为其他类型的可控开关管，本实用新型实施例在此不做限定。
作为一种优选的实施例，可控开关的驱动脉冲与辅助可控开关的驱动脉冲的频率相同。
具体的，可控开关的驱动脉冲与辅助可控开关的驱动脉冲的频率相同可以使得控制电路的设计更加方便。
作为一种优选的实施例，可控开关的驱动脉冲的占空比为辅助可控开关的驱动脉冲的占空比的N倍，其中N为大于1的正数。
具体的，可控开关的驱动脉冲的占空比为辅助可控开关的驱动脉冲的占空比的N倍，其中N为大于1的正数，可以使得零电压转换电路2中的各个器件的导通损耗较小。
其中，N可以为大于1的正数，例如1、1.5或者3等，本实用新型实施例在此不做限定。
具体的，在实际应用中，转换器电路可以参照如下参数进行设计：
对于非隔离型高增益DC-DC转换电路1，输入电源V1＝15v；谐振电感Lr＝0.3uH；储能电容C1＝4.7uF；储能电感L1＝50uH；极性电容C0＝100uF；纯电阻负载R＝45Ω；可控开关Q为NMOS，开关频率fs＝100kHZ，占空比d＝0.6。对于零电压转换电路2，辅助电容Cr＝10nF；辅助电感Lr1＝5uF；辅助可控开关Q1为N沟道MOSFET，开关频率fs＝100kHZ，占空比d＝0.1。
当然，除了上述的参数外，转换器电路中的各个器件还可以设计为其他的参数，本实用新型实施例在此不做限定。
为便于理解本实用新型实施例所提供的技术方案，下面结合图3和图4，对本实用新型实施例所提供的转换电路进行举例说明。
需要说明的是，为了便于分析，针对图3所示电路，假设所有元件都处于理想状态，即忽略开关管的导通压降，忽略二极管、开关管截止时的漏极电流，忽略电容的串联电阻，流过L1的电流连续，C0足够大使负载电阻R上的输出电压恒定。
如图4所示，其中t0-t7是一个完整周期内的波形变化情况，下面主要对这七个工作状态进行分析。(设在t0之前，拓扑的初始状态为：Q、Q1都处于截止状态，V1-L1-C1-D2-R串联向R供电构成升压回路，流过该回路的电流为iD2。)
(1)t0-t1时间段
在t0时刻，脉冲信号Vgs1驱动Q1使其零电流导通。从而形成回路V1-L1-Lr1-Q1，此时流过回路V1-L1-Lr1-Q1的电流ir1呈线性增加，流过回路V1-L1-C1-D2-R的电流iD2呈线性下降，在t1时刻，电流ir1的值等于电流iD2在t0时刻的值，而电流iD2在t1时刻降为零，D2截止实现零电流关断。
(2)t1-t2时间段
Q1继续保持导通，此时Cr和Lr1并联形成一个谐振回路Cr-Lr1-Q1，Cr向Lr1充电，流过Lr1的电流ir1呈正弦增加而Cr上的电压减小，在t2时刻，Cr上的电压减小到零时，Lr1的电流ir1达到最大值。因为Q与Cr并联，所以在t2时刻，Q两端的电压vQ也为零。
(3)t2-t3时间段
在此时间段，Q1继续导通，ir1保持在最大值，Q的体二极管导通使Q两端的电压vQ仍保持也为零。
(4)t3-t4时间段
在t3时刻，Q在脉冲信号Vgs的作用下导通，Q1关断。由于Q在导通之前两端电压vQ已经降为零，所以Q实现了零电压导通，与现有技术相比零电压导通的实现减小开关损耗，降低开关噪音。同时，V1分别开始向C1和L1充电，形成两条回路V1-D1-Lr-C1-Q和V1-L1-Q。由于Lr和C1构成串联谐振，因此流过D1的电流iD1呈正弦变化，L1上的il1电流呈线性上升。此时V1仍然保持向C1和L1充电。由于Q1关断，Dr导通，Lr1给C1充电，形成回路Lr1-Dr-C1，Lr1上的电流ir1从最大值开始呈线性减小，在t4时刻，Lr1上的电流ir1降为零，Dr实现零电流关断。
(5)t4-t5时间段
在V1-D1-Lr-C1-Q谐振回路中，V1继续向C1充电到t5时刻电流iD1降为零，D1零电流关断，C1充电结束，C1上电压达到最大值。而V1-L1-Q回路，V1保持向L1充电，L1上的iL1电流仍然线性增大。
(6)t5-t6时间段
在此时段，仅有V1-L1-Q回路，L1被充电直到t6时刻，Q截止，L1充电结束。L1上电流达到最大值。
(7)t6-t7时间段
Q和Q1都截止，V1-L1-Cr构成回路向Cr充电使Q两端电压缓慢上升实现零电压关断，t7时刻两端电压达到；同时V1-L1-C1-D2-R构成回路向R放电从而获得较高输出电压。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。