开关电源转换器及其负载电流检测电路的制作方法

本实用新型涉及开关电源转换器电路的技术领域，具体涉及一种开关电源转换器负载电流检测方法及电路，在降低负载电流检测电路复杂性的同时提高了负载电流检测的准确性。

背景技术：

开关电源转换器电路是电源电压转换器中最重要的类型之一，主要适用于电压变换的情形，DC/DC开关电源转换器的电路形式包括用电容实现的电荷泵电路，也包括用电感实现的降压型Buck开关电路、升压型Boost电路和负电压电路Buck-Boost电路。为了在开关电源转换器电路中对电流进行精确控制，需要对负载电流进行精确检测。

现有技术中，常用的负载电流检测方法之一是如附图2所示的技术方案，在开关电源转换器芯片外部电感的电流路径上串联一个外部检流电阻Rsen，电感的电流流过检流电阻Rsen会产生压降，通过芯片上的两个引脚返回给芯片内的运算放大器，通过运算放大器放大检流电阻上电压来实现负载电流检测。外置检流电阻的方案中，运算放大器需要时刻检测电阻两端的电压，对运算放大器的速度和精度要求极高；且这种结构的电路需要在环路中串联一个负载检测电阻 Rsen到电感，在每个开关周期，负载检测电阻Rsen流过电流都会引起开关电源转换器的效率损失；由于片外负载检测电阻Rsen上的功率损耗发热，负载检测电阻Rsen的阻值会变化，不仅效率有所损失，也会降低检测的准确度，并且高精度的检流电阻比较昂贵；此外，需要芯片上设置两个引脚给检流电阻，因此芯片的复杂度增加，集成度下降，系统的成本上升。在Boost型和Buck-Boost型开关电源转换器电路中，由于负载电流是非连续的，因此要求运算放大器的响应快且精度高，采用普通的运算放大器检测的负载电流误差大。

现有技术方案中，有些开关电源转换器芯片需要有外置续流管设计，此类方案不能采用芯片内负载电流采样。

现有技术的开关电源转换器芯片中，若采用了芯片内负载电流采样技术，都是通过采样续流管电流来实现检测输出负载电流的目的。这种方法在Boost、Buck-Boost输出电压和输入电压差距比较大的时候，实现起来比较复杂，功耗也比较大。另外在现有技术的开关电源转换器芯片中，也是需要对电感电流峰值做出限制，所以开关管电流的采样必不可少，另外检测负载电流的话，需要采样续流管电流，相当于增加了一套电路。

名词解释：

Buck型开关电源转换器在本申请中的含义为采用Buck REGULATOR方式的降压DC/DC变换系统；其输入电压大于输出电压；

Boost型开关电源转换器在本申请中的含义为采用Boost REGULATOR方式的升压DC/DC变换系统；其输出电压大于输入电压；

Buck-Boost型开关电源转换器在本申请中的含义为采用 Buck-Boost REGULATOR方式的负压DC/DC变换系统；

PWM是英文Pulse Width Modulation的缩写，中文含义为脉冲宽度调制；脉宽宽度调制式(PWM)开关电源转换器是在控制电路输出频率不变的情况下，通过调整其占空比，从而达到稳定输出电压的目的；

CCM是英文Continuous Conduction Mode的缩写，中文含义为连续导通模式，是指在Boost升压电路中功率管是交替连续导通使电感中的电流是连续变化的工作模式；

DCM：是英文Discontinuous Conduction Mode的缩写，中文含义为断续导通模式，是指在Boost升压电路中功率管是交替关闭其中一个，使电感中的电流是非连续变化的工作模式。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题在于避免上述现有技术方案的不足，而提出了一种适用于在开关电源转换器芯片内部进行负载电流采样的开关电源转换器负载电流检测方法和电路，降低了负载电流检测电路的复杂性，也提高了负载电流检测的准确性。

本实用新型解决所述技术问题所采用的技术方案是开关电源转换器负载电流检测电路，包括用于获取Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器开关管峰值电流信号的开关管峰值电流采样电路、用于开关管峰值电流采样信号保持的采样保持电路、用于开关管峰值电流采样信号补偿的电感电流补偿电路和低通滤波电路；开关管峰值电流采样电路和采样保持电路电连接，采样保持电路从开关管峰值电流采样电路获取开关管峰值电流信号；电感电流补偿电路和采样保持电路电连接，在开关电源转换器的续流管导通期间，对开关管峰值电流信号进行电流补偿，获得补偿后的电感电流信号；低通滤波电路和采样保持电路电连接，对补偿后的电感电流信号经过低通滤波后输出用作负载电流信号。

所述采样保持电路包括第一开关、采样电容和采样运算放大器；第一开关的一端和开关管峰值电流采样电路电连接，第一开关的另一端和采样电容的一端以及采样运算放大器的正向输入端电连接；采样电容的另一端接地；采样运算放大器的负向输入端和采样运算放大器的输出端电连接；电感电流补偿电路和采样电容的一端以及采样运算放大器的正向输入端电连接；第一开关受控于从开关电源转换器获取的第二控制信号；第二控制信号为高电平时候，第一开关闭合，使采样保持电路和开关管峰值电流采样电路电连接；第二控制信号为低电平时候，第一开关打开，使采样保持电路和开关管峰值电流采样电路之间断开连接。

电感电流补偿电路和采样保持电路之间设置有第三开关；第三开关受控于从开关电源转换器获取的第一控制信号；第一控制信号为高电平时候，第三开关闭合，使采样保持电路和电感电流补偿电路电连接；第一控制信号DRN为低电平时候，第三开关打开，使采样保持电路和电感电流补偿电路之间断开连接；或所述第三开关为二极管，通过该二极管两端的电压信号控制采样保持电路和电感电流补偿电路之间电连接或断开连接。

所述电感电流补偿电路为电流源。

在电感电流下降时段即续流管导通时段，所述电感电流补偿电路提供的补偿电流等于开关管峰值电流值减去续流管导通时段内的电感电流值。

当开关电源转换器为Boost型开关电源转换器时，所述电感电流补偿电路包括第一电流镜、第一运算放大器、第一电阻，第一晶体管、第三电阻和第四电阻；第三电阻的一端用于和开关电源转换器的电压输出端子电连接，第三电阻的另一端和第四电阻的一端以及第一运算放大器的正向输入端电连接；第四电阻的另一端接地；第一运算放大器的负向输出端子和第一晶体管的漏极以及第一电阻的一端电连接；第一电阻的另一端接地；第一运算放大器的输出端子和第一晶体管的栅极电连接，第一晶体管的源极和第一电流镜的一端电连接；所述电感电流补偿电路还包括第三电流镜、第二电流镜、第二运算放大器、第二电阻，第二晶体管、第五电阻和第六电阻；第五电阻的一端用于和开关电源转换器的电压输入端子电连接；第五电阻的另一端和第六电阻的一端以及第二运算放大器的正向输入端电连接；第六电阻的另一端接地；第二运算放大器的负向输出端子和第二晶体管的漏极以及第二电阻的一端电连接；第二电阻的另一端接地；第二运算放大器的输出端子和第二晶体管的栅极电连接，第二晶体管的源极和第二电流镜的一端电连接；第三电流镜的一端和第一电流镜的一端电连接，第三电流镜的另一端和第二电流镜的一端电连接；在第三电流镜中，同第二电流镜连接的一端同时用作电感电流补偿信号输出端子。

当开关电源转换器为Buck-Boost型开关电源转换器时，所述电感电流补偿电路包括第四电流镜、第七电阻、第八电阻、第三运算放大器、第四晶体管和第五晶体管；第八电阻的一端用于和开关电源转换器的电压输出端子电连接；第八电阻的另一端和第七电阻的一端以及第三运算放大器的负向输入端电连接；第二运算放大器的正向输出端子接地；第七电阻的另一端和第四晶体管的漏极电连接；第三运算放大器的输出端子和第四晶体管的栅极以及第五晶体管的栅极电连接，第四晶体管的源极以及第五晶体管的源极接电源；第四电流镜包括第四十一晶体管和第四十二晶体管，第四十一晶体管的栅极和第四十二晶体管的栅极电连接，第四十一晶体管的漏极和第四十二晶体管的漏极都接地，第四十一晶体管的栅极和第四十一晶体管的源极电连接用作第四电流镜的第一端子，第四十二晶体管的源极用作第四电流镜的第二端子；第四电流镜的第一端子和第五晶体管的漏极电连接，第四电流镜的第二端子用作电感电流补偿信号输出端子。

所述采样保持电路还包括低通滤波输入控制晶体管；所述低通滤波电路的输入端与低通滤波输入控制晶体管的源级电连接，低通滤波输入控制晶体管的栅极接入从开关电源转换器获取的第二控制信号，低通滤波输入控制晶体管的漏极接地；低通滤波输入控制晶体管受控于第二控制信号，第二控制信号为低电平时，低通滤波输入控制晶体管导通，所述低通滤波电路输入端的输入信号被拉低；所述采样保持电路还包括第二开关，第二开关的一端和低通滤波电路的输入端子电连接，第二开关的另一端和采样运算放大器输出端电连接；第二开关受控于从开关电源转换器获取的第二控制信号的非信号；当第二控制信号的非信号为高电平时，第二开关闭合，采样保持电路和低通滤波电路接通；当第二控制信号的非信号为高电平时，第二开关打开，采样保持电路和低通滤波电路断开连接。

本实用新型解决所述技术问题所采用的技术方案还可以是一种开关电源转换器，包含上述的开关电源转换器负载电流检测电路；

所述的开关电源转换器电路，还包括逻辑控制电路；所述逻辑控制电路用于产生电感型开关电源转换器时序控制的基础开关信号；所述逻辑控制电路根据基础开关信号产生用于控制开关管的第一控制信号和控制续流管的第二控制信号；第一控制信号为高电平时，开关管打开；第二控制信号为高电平时，续流管打开；第一控制信号和第二控制信号为基础开关信号的同步变换信号；电感电流上升时段同步于第一控制信号；电感电流下降时段同步于第二控制信号。

同现有技术相比较，本实用新型的有益效果是：1、减少了芯片的引脚，在开关管导通时段内检测开关管电流，并在开关管峰值时候采样保持这个电流采样值，在续流管导通期间保持该采样电流，并且对该电流进行补偿，节省了续流管电流检测的电路，并且使开关管驱动设计简单，大大降低了负载电流检测电路的复杂度，简化了负载电流检测电路；2.减少外部元器件，即省略了外部检流电阻，就少了一部分发热功耗，提高了电路的效率；且提高了电路的集成度，简化了电子线路，电路板体积小，电路可靠性也大大提升；3、由于引入了补偿，且该补偿过程由于精准的时序控制，使得补偿能更大限度地接近真实的负载电流，不但避免了复杂的电路设计，负载电流检测的准确性也得以提高，大大降低了电路的复杂度和设计难度；4、电路结构简单巧妙，适用性强，可用在Boost型和Buck-Boost型的DC/DC 开关电源转换器；也适用于同步和非同步整流电路，在集成电路应用中，易于部署应用，节省芯片面积和管脚，降低了负载电流检测的复杂度和功耗。

附图说明

图1是本实用新型负载电流检测电路优选实施例的原理示意框图；

图2是现有技术负载电流检测电路在DC/DC开关电源转换器电路应用中的原理示意图之一；

图3是现有技术负载电流检测电路工作在Boost型CCM模式下电感电流和负载电流检测的对应时序和误差说明示意图；

图4是本实用新型负载电流检测电路优选实施例之一的电路原理示意图；

图5是图4中电感电流补偿电路32的具体实施例之一的电路原理示意图；

图6是本实用新型负载电流检测电路优选实施例之二的电路原理示意图；

图7是图6中电感电流补偿电路32的具体实施例之一的电路原理示意图；

如图8所示是本实用新型的负载电流检测电路在Boost型或 Buck-boost型开关电源转换器工作在CCM连续工作模式下的工作波形时序示意图；

如图9所示是本实用新型的负载电流检测电路在Boost型或 Buck-boost型开关电源转换器工作在DCM非连续工作模式下的工作波形时序示意图；图8和图9中的IFB信号是负载电流检测电路输出的用于开关电源转换器系统控制的负载电流信号。

具体实施方式

以下结合各附图对本实用新型的实施方式做进一步详述。

电感型开关电源转换器，其基本原理都是利用电感的储能特性来实现电压变化，电感电流的变化率等于电感两端电压除以电感亨利值，利用方程表达为电感电流变化是线性过程，电感电流的变化快慢即电感电流线性变化的斜率和电感两端的电压和电感感值相关，在电感两端的外加电压一定时，电感感值也确定时，电感电流的上升和下降的斜率也是固定的。

现有的升压型Boost型开关电源转换器电路和负电压Buck-Boost型开关电源转换器电路中，两个功率管分别称之为开关管和续流管。本实用新型中所指的开关电源转换器的基础特征包括：在CCM工作模式下，开关电源转换器通过逻辑控制电路控制开关管和续流管交替导通，其一个开关周期包括，电感电流上升时间段和电感电流下降时间段；在DCM工作模式下，开关电源转换器通过逻辑控制电路控制两开关管和续流管交替导通并间隔关闭，也就是在一个开关周期中，包括电感电流上升时间段、电感电流下降时间段和电感电流为零的时间段。

如图3所示开关电源转换器的电感电流典型波形可见，在开关管导通后，电感电流开始上升，直到开关管关闭，电感电流到达顶点；续流管开始导通，电感电流开始下降，直到周期结束。所以只需要求得续流管导通时间内的斜线阴影的面积，即输出总电荷量。把N个连续周期的阴影面积之和除以周期总时间就可以得到负载电流的大小。

如图3所示，如果在全开关周期内，一直保持续流管的峰值电流作为负载电流，其相对实际负载电流多出了如图中阴影线所示的一块三角形阴影面积，采用续流管峰值电流采样保持的电流和真实的负载电流之间存在阴影部分的误差。进一步地，在采样续流管峰值电流的技术方案中又有多种电路实现形式，如果续流管被二极管替代后，电流镜架构的负载电流检测电路将不能用于非同步整流的负载电流检测。

在Boost型和Buck-Boost型的开关电源转换器中，都是在开关管导通周期向电感存储能量，在续流管导通周期对负载输出能量，在开关导通时段内，只是对电感进行充电，不对负载输出能量，因此现有技术通常是采样续流管导通期间的电感电流作为负载电流，从图3 可见，只需要求得续流管导通时间内的斜线阴影的面积，把N个连续周期的阴影面积之和除以周期总时间就可以得到负载电流的大小。

现有技术中也有部分技术方案，是通过检测续流管的峰值电流，并采用对该峰值电流采样保持作为一个开关周期的负载电流。从图3 可以看到，如果在开关周期内，一直保持峰值电流，其面积多出了一块三角形阴影面积，这个是采样误差。

在本专利中，并不采样续流管的峰值电流，采样的是开关管导通时段的电感电流峰值，在续流管开始导通后就开始保持，直到当前开关周期结束或电感电感电流下降到零。对常规的开关电源转换器，通常都需要检测控制开关管导通时段的电感电流值以防电感电流饱和而损坏，因此电感电流峰值采样电路可以共用，也就没有必要另外设置一套专门针对续流管导通时段的电感电流采样电路。

进一步地，在本专利设计了电感电流补偿电路，在续流管导通期间进行电流补偿，来消除由于电流峰值采样带来的误差。在开关管导通周期检测开关管的电流，并在开关管关闭前一刻采样保持这个电流的大小，就是电感电流的峰值。在续流管导通时候保持采样的峰值电流，同时向低通滤波器输出采样信号，同时也加入一个补偿电流来模拟续流管的电感电流的下降过程，大大提高了检测的精确度。

如图4所示，是本实用新型负载电流检测电路在Boost型开关电源转换器应用的优选实例。当第二控制信号DRN为高电平，打开开关管即M1管后，开关管峰值电流采样电路30中的M2管为M1 管的镜像管，由于运放虚短的特性，M2管和M1管的漏极电压保持一致。M2管的电流大小为M1管电流的1/K,K为M1管和M2管的组成的电流镜镜像放大的大小比例。M2管的电流IM2和M1管电流 IM1之间的关系是：采样电容C1上的电压随着M1管的电流增大而变高。

如图4所示，在第二控制信号DRN变低电平时，在关闭开关管即M1管前的一瞬间，采样电容C1上存储的电压为电感电流峰值。当第二控制信号DRN变为低电平后，电感电流补偿电路32会慢慢对采样电容C1放电，模拟电感电流下降的过程。内部检流电阻Rs 上的电压信号就是模拟的出来续流管的电感电流信号，该电感电流信号是开关管峰值电流减去电感电流补偿电路32输出的电流补偿信号。从而实现了Boost型电压变换器的负载电流检测。图4中的M3 管作为续流管，可以被二极管所替代，即本实用新型的方法可以应用于二极管作为续流管的非同步整流的开关电源转换器应用中。

如图5所示是Boost型开关电源转换器的负载电流检测电路中电感电流补偿电路32的优选实例。

如图5所示，当开关电源转换器为Boost型开关电源转换器时，所述电感电流补偿电路32包括第一电流镜、第一运算放大器OA1、第一电阻R1，第一晶体管MA1、第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的一端用于和开关电源转换器的电压输出端子电连接，第三电阻R3的另一端和第四电阻R4的一端以及第一运算放大器OA1的正向输入端电连接；第四电阻R4的另一端接地；第一运算放大器 OA1的负向输出端子和第一晶体管MA1的漏极以及第一电阻R1的一端电连接；第一电阻R1的另一端接地；第一运算放大器OA1的输出端子和第一晶体管MA1的栅极电连接，第一晶体管MA1的源极和第一电流镜的一端电连接；所述电感电流补偿电路32还包括第三电流镜、第二电流镜、第二运算放大器OA2、第二电阻R2，第二晶体管MA2、第五电阻R5和第六电阻R6；第五电阻R5的一端用于和开关电源转换器的电压输入端子电连接；第五电阻R5的另一端和第六电阻R6的一端以及第二运算放大器OA2的正向输入端电连接；第六电阻R6的另一端接地；第二运算放大器OA2的负向输出端子和第二晶体管MA2的漏极以及第二电阻R2的一端电连接；第二电阻R2的另一端接地；第二运算放大器OA2的输出端子和第二晶体管MA2的栅极电连接，第二晶体管MA2的源极和第二电流镜的一端电连接；第三电流镜的一端和第一电流镜的一端电连接，第三电流镜的另一端和第二电流镜的一端电连接；在第三电流镜中，同第二电流镜连接的一端同时用作电感电流补偿信号输出端子。

如图5所示，第一电流镜包括第十一晶体管MA11和第十二晶体管MA12，第十一晶体管MA11的栅极和第十二晶体管MA12的栅极电连接，第十一晶体管MA11的漏极和第十二晶体管MA12的漏极电连接，第十一晶体管MA11的栅极和第十一晶体管MA11的源极电连接用作第一电流镜的第一端子，第十二晶体管MA12的源极用作第一电流镜的第二端子。

如图5所示，第二电流镜包括第二十一晶体管MA21和第二十二晶体管MA22，第二十一晶体管MA21的栅极和第二十二晶体管 MA22的栅极电连接,第二十一晶体管MA21的漏极和第二十二晶体管MA22的漏极电连接，第二十二晶体管MA22的栅极和第二十二晶体管MA22的源极电连接用作第二电流镜的第一端子，第二十一晶体管MA21的源极用作第二电流镜的第二端子。

如图5所示，第三电流镜包括第三十一晶体管MA31和第三十二晶体管MA32，第三十一晶体管MA31的栅极和第三十二晶体管 MA32的栅极电连接，第三十一晶体管MA31的漏极和第三十二晶体管MA32的漏极接地，第三十一晶体管MA31的栅极和第三十一晶体管MA31的源极电连接用作第三电流镜的第一端子，第三十二晶体管MA32的源极用作第三电流镜的第二端子。

如图5所示，对于Boost来型开关电源转换器说，其开关管和续流管导通时间之和定义为T,其中开关管导通时间的占空比为D，则有：D×VIN＝(1-D)×Vo (式1)；其中，VO为开关电源转换器的输出对地电位，VIN为开关电源转换器的输入对地电位。那么在Boost型开关电源转换器中，电感电流的峰峰值为：其中L为外接电感的亨利数值。

如果Boost处于连续工作模式，则电感电流的峰峰值体现在采样电容C1上的电压变化为其中Rs为片内采样电阻。

若需要让电感电流补偿电路输出的补偿电流能恰好能补偿掉续流管导通期间的电流变化趋势，补偿电流I1应该满足:

ΔVSEN×C1＝I1×(1-D)×T (式4)；

把式3带入式4可得：

而根据式1可知，

因此可求得补偿电流I1的大小为：

如图5设计的电感电流补偿电路的实施例中，第一电阻R1和第二电阻R2的阻值相等，即R1＝R2，其补偿电流I1等于适当选择采样电容C1、补偿电路中的电阻R1、以及峰值电流采样电路的片内采样电阻Rs、以及峰值电流采样电路30中采样电流的放大倍数K和外接电感L之间关系，可以使得续流管导通周期的检测和电感电流一致。在Vo和VIN的之间差值范围比较小的时候，可以电感电流补偿电路设计为一个恒定的电流源，使其输出为一恒定的补偿电流I1，只是这样补偿的精度有所降低。

如图6所示是负载电流检测电路在Buck-Boost型开关电源转换器应用的优选实例。当第二控制信号DRH为低电平打开M11管即开关管后，M12管为M11管的镜像管，由于运放虚短的特性，M12和M11管的漏极电压保持一致。M12管的电流大小为M11管电流的 1/K,K为M11管和M12管的组成的电流镜镜像放大的大小比例。采样电容C11采样到电感电流的峰值之后，通过电感电流补偿电路补偿一部分电流。

如图7所示，是在Buck-Boost型开关电源转换器的负载电流检测电路中采用的电感电流补偿电路32的优选设计。

如图7所示，当开关电源转换器为Buck-Boost型开关电源转换器时，所述电感电流补偿电路32包括第四电流镜、第七电阻R7、第八电阻R8、第三运算放大器OA3、第四晶体管MA4和第五晶体管 MA5；第八电阻R8的一端用于和开关电源转换器的电压输出端子电连接；第八电阻R8的另一端和第七电阻R7的一端以及第三运算放大器OA3的负向输入端电连接；第三运算放大器OA3的正向输出端子接地；第七电阻R7的另一端和第四晶体管MA4的漏极电连接；第三运算放大器OA3的输出端子和第四晶体管MA4的栅极以及第五晶体管MA5的栅极电连接，第四晶体管MA4的源极以及第五晶体管 MA5的源极接开关电源转换器的外部输入电源VIN。

如图7所示，第四电流镜包括第四十一晶体管MA41和第四十二晶体管MA42，第四十一晶体管MA41的栅极和第四十二晶体管 MA42的栅极电连接，第四十一晶体管MA41的漏极和第四十二晶体管MA42的漏极都接地，第四十一晶体管MA41的栅极和第四十一晶体管MA41的源极电连接用作第四电流镜的第一端子，第四十二晶体管MA42的源极用作第四电流镜的第二端子；第四电流镜的第一端子和第五晶体管MA5的漏极电连接，第四电流镜的第二端子用作电感电流补偿信号输出端子。

如图7所示，对于Buck-Boost型开关电源转换器来说，其开关管和续流管导通时间之和定义为T,其中开关管导通时间的占空比为 D，则有：D×VIN＝(1-D)×Vo (式5)；其电感电流的峰峰值为

如果Buck-Boost型开关电源转换器处于连续工作模式，则电感电流的峰峰值体现在采样电容的电压变化为：其中Rs为片内采样电阻。

若需要让电感电流补偿电路输出的补偿电流能恰好能补偿掉续流管导通期间的电流变化趋势，补偿电流I1应该满足:

ΔVSEN×C11＝I1×(1-D)×T (式8)；把式5、6和7带入式8可得：

可求得补偿电流I1的大小为

如图7设计的电路，由于运放的虚短特性，R8电阻两端电压等于 0-Vo，所以其产生的镜像补偿电流I1等于适当选择采样电容C11、补偿电路中的第七电阻R7、以及峰值电流采样电路的片内采样电阻Rs、以及峰值电流采样电路采样电流的放大倍数K和外接电感L之间关系，可以使得续流管导通周期的检测和电感电流一致。在 Vo的变化范围比较小的时候，电感电流补偿电路可以设计为一个恒定的电流源，使其输出为一恒定的补偿电流I1，只是这样补偿的精度有所降低。

如图8所示是本实用新型的负载电流检测电路在Boost型或 Buck-boost型开关电源转换器工作在CCM连续工作模式下的工作波形时序示意图；当第二控制信号DRN或DRH等于高电平的时候，电感电流开始上升，电感电流峰值采样电路就开始工作，电感电流采样信号VSEN1随着电感电流增大而增大，在电感电流到达顶点后，第一开关K1/K11断开，采样电容C1/C11电容上保持的是电感电流峰值。如果没有补偿电流电路，在电感电流下降周期电感电流采样信号 VSEN1就是一条平行于X轴线的近似恒定值，这样的采样保持方式会有比较大的误差。本实用新型中，加入的补偿电流I1，在电感电流下降的周期内，模拟电感电流下降的斜率，减小了误差。在电感电流下降周期，打开第二开关K2/K12，采样保持电路输出的电流采样保持信号VSEN2输出至低通滤波器的输入端，经低通滤波后得到电感电流的准确大小。

如图9所示是本实用新型的负载电流检测电路在Boost型或 Buck-boost型开关电源转换器工作在DCM模式即非连续工作模式下波形时序示意图。其工作原理和图8相同，只是工作在DCM模式下， Vsen2的峰值比较小，补偿电流在一个周期中可以把采样电容的电放掉，表征电感电流为0的时间段。

在一些附图中没有显示出来的实施例中，开关电源转换器中的逻辑控制电路不仅产生开关电源转换器的基础开关信号，如PWM开关信号，还产生用于控制两个功率开关管的第一控制信号DRP、第二控制信号DRN；第一控制信号DRP为高电平时，其中一个功率管打开；第二控制信号DRN为高电平时，另外一个功率管打开；控制开关管的第一控制信号DRP和控制续流管的第二控制信号DRN都由 PWM开关信号为基础产生，因此第一控制信号DRP、第二控制信号 DRN为PWM信号的变换信号，各信号之间是同步的。电感电流上升时间段和电感电流下降时间段是同步于第一控制信号DRP以及第二控制信号DRN的。

一种开关电源转换器负载电流检测方法，包括以下步骤：采样获取Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器在当前开关周期内电感电流上升时段即开关管导通时段的峰值电流；通过采样保持电路保持电感电流上升时段即开关管导通时段的峰值电流采样值；在当前开关周期内电感电流下降时段即续流管导通时段，采用电感电流补偿电路来补偿续流管导通时段的电感电流下降过程，通过电感电流补偿电路补偿开关管导通时段峰值电流采样值，补偿后的电感电流信号经采样保持电路保持后输出，采样保持电路输出的信号再经过低通滤波器平滑后得到开关电源转换器的负载电流信号。

在电感电流下降时段即续流管导通时段，所述电感电流补偿电路提供的补偿电流等于开关管峰值电流值减去续流管导通时段内的电感电流值。所述电感电流补偿电路32为电流源。

开关电源转换器负载电流检测电路包括用于获取Boost型或 Buck-Boost型开关电源转换器开关管峰值电流信号的开关管峰值电流采样电路、采样保持电路、电感电流补偿电路和低通滤波电路；采样保持电路从开关管峰值电流采样电路获取开关管峰值电流信号；在开关电源转换器的续流管导通期间，对开关管峰值电流信号进行电流补偿，获得补偿后的电感电流信号；低通滤波电路和采样保持电路电连接，对补偿后的电感电流信号进行低通滤波后输出用作负载电流信号。简化了电路，提高了检测的精确度和可靠性，降低了成本和功耗。

上述的负载电流检测方法中，首先在开关管导通周期检测开关管的电流，并在开关管电流峰值时候采样保持这个电流的大小，在此期间采样保持电路和低通滤波器的输入端之间的电连接断开，低通滤波器的输入被拉到地；在续流管导通时候保持采样电流，向低通滤波器输出采样信号，同时也加入一个补偿电流来模拟续流管的电感电流的下降过程，大大提高了检测的精确度。

以上所述仅为本实用新型的实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是利用实用新型说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本实用新型的专利保护范围内。