一种发射端Buck控制的SP补偿型恒流无线充电电源的制作方法

本实用新型涉及电源技术领域，尤其涉及发射端Buck控制的SP补偿型恒流无线充电电源。

背景技术：

无线充电器是指不用传统的充电电源线连接到需要充电的终端设备上的充电器，采用了最新的无线充电技术，通过使用线圈之间产生的交变磁场，传输电能，电感耦合技术将会成为连接充电基站和设备的桥梁。

从控制方式而言，无线充电电源可以分为发射端控制型与接收端控制型。

1、发射端控制型主要包括：整流桥控制、逆变全桥移相控制、逆变全桥调频控制以及DC-DC调压控制。ICPT系统根据控制方法的不同，原边电路主要有两种结构：整流、DC-DC环节、全桥逆变三重变换的结构和整流、全桥逆变两重结构。

整流桥控制：整流可以分为不控整流和可控整流两种方式。不控整流：不可控整流电路完全由不可控二极管组成，电路结构一定之后其直流整流电压和交流电源电压值的比是固定不变的。可控整流：输出直流电压的平均值及极性可以通过控制元件的导通状况而得到调节。

DC-DC调压控制：原边电路中存在DC-DC环节，可以对这个环节调节进行控制，进而实现系统的输出功率控制。DC-DC环节可以用Buck或者Boost电路等，通过调节这些电路开关管驱动信号的占空比即可以实现对功率输出进行控制。在原边加入DC/DC环节调节系统输入直流电压的缺点：增加了主电路环节，从而既增加了系统成本，又降低了系统效率，并且通常所添加的DC/DC环节均工作在硬开关状态，又增大了系统的EMI值。

逆变全桥移相控制：全桥逆变电路在两种结构中都必须存在，对原边全桥逆变器采用移相控制，通过调节移相角的大小来调节注入原边谐振网络的能量，从而调节系统的传输功率。缺点：移相控制方法会使得原边逆变器的开关管工作在硬开关模式，在传输功率较大时，这会增加系统的开关损耗及EMI值。

逆变全桥调频控制：类似于原边失谐控制(在原边谐振回路接入开关电容或者相控电感，调整其等效电容值或电感值，使得系统处于调谐状态或者非调谐状态，从而调节系统的传输功率)，调频控制通过调整全桥逆变电路驱动信号的频率偏离系统谐振频率，实现原边输入功率控制，从而控制副边输出电流或者电压的恒定。

2、接收端控制型主要包括：DC-DC调压控制、动态解谐控制以及短路解谐控制三种方式。

DC-DC调压控制：副边电路中串联DC-DC环节，如可以在副边整流桥后面串联一个Buck或者Boost电路，其输入电流特性较好，可以进行功率因数校正，还可以进行短路解耦。Buck电路工作在高频的模式时，优点是控制简单，缺点是只能进行降压或者升压变换。工作在低频模式时，开关管开通时，整流桥后面相当于接了LC滤波给负载供电；当开关管闭合时，此时二极管起防止电流倒灌的功能，此时有两个回路，前面相当于短路解耦，由后面的电容维持供电给负载。优点是控制也简单，缺点是只能进行降压或者升压，并且最终的输出电压纹波较大，不适合控制精度需求高的系统。此外，使用DC-DC电路控制输出电压和电流时，还需要考虑开光管占空比问题，也即占空比过小，难以调节。

动态调谐控制是在谐振电路中加入一个相控电感，通过移相控制调节电感电流，可以使副边处在调谐状态或者非调谐状态，达到控制输出功率的目的。这种方式的优点是可以使系统工作频率和固有谐振频率一致，动态性能很好。但是控制极其复杂，难以进行实际操作。

短路解耦控制是通过给副边线圈并联开关模式控制器等方式，这种方式具有结构简单、控制直观等优点，但是这种方式下开关管不能实现软开关，因此过大的功率损耗使其不适合大功率ICPT的系统。

对于上述两种类型而言，发射端控制型存在缺点为：基于无线通信方式，需要将接收端的充电电压信息实时的传输给发射端控制器，当无线通信受到干扰时，将会导致系统工作不稳定。同时，某些特殊场合(如水下)，现有无线通信方式均不可靠或不可用。

接收端控制型存在缺点为：通过在接收端增加DC-DC变换器，能够直接在接收端对充电电压进行控制，无需无线通信。但是，DC-DC变换器的体积直接影响接收端的小型化设计。随着功率等级的提升，由于电感与电容的存在，DC-DC变换器的体积会急剧增加。

技术实现要素：

本实用新型的目的是针对上述问题，提出一种发射端Buck控制的SP补偿型恒流无线充电电源，无需在副边增加额外的DC-DC变换器以及无线通信，通过发射端电气参数估计充电电流值，然后通过控制原边Buck变换器，通过调节占空比间接实现充电电流恒定。

本实用新型的技术方案是：

本实用新型提供一种发射端Buck控制的SP补偿型恒流无线充电电源，该电源包括发射端与接收端；发射端包括依次连接的直流源，Buck变换器，全桥逆变器，以及发射线圈与串联S补偿电路，接收端包括接收线圈与并联P补偿电路，全桥整流滤波电路和负载，前述接收线圈与发射线圈耦合，将接收到的交变磁场转换为交变电流对负载进行充电。

进一步地，所述的发射端中，直流源的两端并接Buck变换器，Buck变换器包括开关管QB1和QB2，续流电感LB以及滤波电容CB，所述的开关管QB1和QB2串联后与直流源并接，续流电感LB和滤波电容CB串接后与前述开关管QB2并接，直流源输出的直流电压Ubus通过Buck变换器进行调节后输入到全桥逆变器；

所述的全桥逆变器包括开关管Q1-Q4，前述续流电感LB和滤波电容CB的连接点作为Buck变换器的输出，该点的输出电压经过全桥逆变器后形成用于无线充电电源使用的电压Us；

所述的发射线圈与串联S补偿电路包括依次串联的电阻R1、发射线圈L1和电容C1，前述电阻R1和电容C1串接在发射线圈L1的两端，组成串联补偿电路，全桥逆变器的输出即开关管Q1、Q4的连接点以及开关管Q2、Q3的连接点分别连接串联补偿电路的两端。

进一步地，所述的直流源由工频220Vac经过整流滤波电路得到或者市场成品直流电源。

进一步地，所述的开关管Q1-Q4均采用MOSFET或者IGBT管。

进一步地，所述用于无线充电电源使用的电压Us为高频交变电压，为20kHz或者85kHz。

进一步地，负载采用锂离子电池组或铅酸电池。

进一步地，所述的接收端中，接收线圈与并联P补偿电路包括接收线圈L2、电阻R2和电容C，前述电阻R2和电容C2串接后并接在接收线圈L2的两端，组成并联补偿电路；

所述的全桥整流滤波电路包括二极管D1-D4，用于将前述交变电流转换为直流电，对负载充电。

本实用新型的有益效果：

本实用新型的技术特别适用于无法采用无线通信进行闭环控制的场合(例如强电磁干扰以及水下等场合)，通过采用本实用新型提出的SP补偿型恒流无线充电电源，能够通过检测发射端电气参数，估计接收端负载充电电压值，进而通过发射端PI控制的Buck变换器间接的调节充电电流，从而使其维持恒定。

本实用新型具备系统抗干扰性强，接收端体积小和成本低等优点，特别适用于复杂电磁环境或者对接收端体积要求苛刻的无线充电场合。

本实用新型的其它特征和优点将在随后具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

通过结合附图对本实用新型示例性实施方式进行更详细的描述，本实用新型的上述以及其它目的、特征和优势将变得更加明显，其中，在本实用新型示例性实施方式中，相同的参考标号通常代表相同部件。

图1是SP补偿型恒流无线充电电源框图。

图2是互感电路模型电路图。

图3是恒流充电电源的开环仿真分析示意图。

图4是基于PI算法的Buck变换器框图。

图5是恒流充电电源的闭环仿真分析示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本实用新型的优选实施方式。虽然附图中显示了本实用新型的优选实施方式，然而应该理解，可以以各种形式实现本实用新型而不应被这里阐述的实施方式所限制。

如图1所示，本实用新型提出的SP补偿型恒流无线充电电源主要由发射端与接收端两部分组成。发射端主要包括直流源，Buck变换器，全桥逆变器和发射线圈与串联(S)补偿；接收端主要包括接收端线圈与并联(P)补偿，全桥整流/滤波和负载(如锂离子电池组，铅酸电池等)。具体而言，各部分作用与相互关系描述如下：

直流源：由工频220Vac经过整流滤波电路得到或者市场成品直流电源。

Buck变换器：由开关管(MOSFET或者IGBT)QB1和QB2，续流电感LB以及滤波电容CB构成。直流源输出的直流电压Ubus通过Buck变换器进行调节后输入到全桥逆变器。

全桥逆变器：由开关管(MOSFET或者IGBT)Q1，Q2，Q3和Q4组成。Buck变换器的输出电压经过全桥逆变器后，形成适合于无线充电电源使用的高频交变电压(如20kHz和85kHz)。

发射线圈与串联(S)补偿：通过S补偿后的发射线圈具备与全桥逆变器相同的工作频率，最大限度将全桥逆变器产生的交变电压转换为交变磁场发送到接收端。

接收线圈与并联(P)补偿：通过P补偿后的接收线圈具备与发射线圈发射的交变磁场相同的工作频率，将接收到的交变磁场转换为交变电流。

全桥整流/滤波：接收端全桥整流/滤波器将交变电流转换为直流电，用于负载充电。

具体实施时，结合附图说明本产品的具体工作过程和原理：

基于图1中所述的结构框图，本实用新型提出的SP补偿型恒流无线充电电源采用基于Buck变换器的占空比控制实现接收端充电电流恒流。

如图2所示，基于基尔霍夫电压定律(KVL)可得：

其中，SP:Zp＝R1+jωL1+1/jωC1 Zs＝R2+jωL2+Re/(1+jωC2Re) (2)

原边和副边谐振电流表达式为：

全桥逆变器的输出电压表达式为：

其中，D为Buck变换器占空比。

系统工作在谐振状态时，接收端反馈到发射端的阻抗为：

原边谐振电流有效值表达式为：

在公式(1)～(6)基础上，可得原边谐振电流有效值与充电电流的表达式：

当系统参数确定时，公式(7)中的γ为常数，通过控制I1_RMS即可间接实现对Io控制。同时，(6)表明通过调整D即可调节I1_RMS，也即通过D即可控制Io。进一步而言，(6)与(7)为本实用新型核心公式。为更加直观的描述(6)与(7)，给出图3中的仿真结果。图3中曲线进一步验证通过控制Buck变换器的占空比D能够间接控制充电电流Io，并且γ＝3.1。在上述基础上，采用PI算法对发射端Buck变换进行控制，最终实现恒定充电电流控制。为验证图4中提出的PI算法的合理性，给图5仿真结果。可知：通过采用提出的PI算法调节Buck变换器的占空比，从而维持充电电流恒定。

以上已经描述了本实用新型的各实施例，上述说明是示例性的，并非穷尽性的，并且也不限于所披露的各实施例。在不偏离所说明的各实施例的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。