电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机的制作方法

1.本发明涉及将交流电力变换为直流电力的电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机。


背景技术：

2.以往，有使用包括二极管的桥电路来将所供给的交流电力变换为直流电力而输出的电力变换装置。近年来，使用二极管被并联连接于开关元件的电力变换装置。使用了开关元件的电力变换装置通过使开关元件导通截止，能够进行使交流电力的电压升压的升压动作以及对交流电力进行整流的同步整流动作。
3.在专利文献1中，公开了如下技术：电力变换装置根据从交流电源供给的交流电力的电压以及在交流电源中流过的电流，根据电压的极性来控制4个开关元件中的两个开关元件，根据电流的极性来控制另两个开关元件。专利文献1所记载的电力变换装置在与电流的极性相应的上述另两个开关元件的控制中，在正侧，在电流值的绝对值超过判定值时使一个开关元件导通并且使另一个开关元件截止，在负侧，在电流值的绝对值超过判定值时使一个开关元件截止并且使另一个开关元件导通。
4.现有技术文献
5.专利文献
6.专利文献1：日本特开2018
‑
7326号公报


技术实现要素：

7.一般而言，开关元件以及二极管根据流过的电流的大小而损耗发生变化。在电流值小时，二极管的损耗大，但当电流值比某个值大时，损耗的变化率得到改善。另一方面，开关元件在使用mosfet(metal oxide semiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应管)的情况下，损耗相对于电流值以2次曲线的方式增加。
8.在专利文献1所记载的电力变换装置中，当开关元件被导通时在开关元件中继续流过电流。专利文献1所记载的电力变换装置存在如下问题：虽然在电流值小时通过在开关元件中使电流流过，能够降低损耗，但当电流值变大时通过在开关元件中使电流流过，有时损耗变大，效率下降。
9.本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够抑制效率的下降的电力变换装置。
10.为了解决上述课题，达到目的，本发明提供一种电力变换装置，具备：电抗器，具备第1端部和第2端部，第1端部与交流电源连接；桥电路，与电抗器的第2端部连接，具备至少一个以上的开关元件，将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；电流检测部，检测交流电源的电流；以及控制部，根据电流检测部检测到的电流值来控制开关元件的导通截止，所述电力变换装置具备两个以上的用于控制开关元件的导通截止的电流阈值。
11.本发明的电力变换装置起到能够抑制效率的下降这样的效果。
附图说明
12.图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构例的图
13.图2是示出mosfet的概略构造的示意剖视图
14.图3是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第1图
15.图4是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第1图
16.图5是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第2图
17.图6是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第2图
18.图7是示出与在实施方式1的电力变换装置中使用的开关元件以及寄生二极管所产生的损耗相伴的电流电压特性的图
19.图8是示出在实施方式1的电力变换装置中控制部使开关元件导通的定时的图
20.图9是示出实施方式1的电力变换装置的控制部对开关元件进行导通截止控制的处理的流程图
21.图10是示出实现实施方式1的电力变换装置所具备的控制部的硬件结构的一个例子的图
22.图11是示出实施方式2的马达驱动装置的结构例的图
23.图12是示出实施方式3的空气调节机的结构例的图
24.(符号说明)
25.1：交流电源；2：电抗器；3：桥电路；4：平滑电容器；5：电源电压检测部；6：电源电流检测部；7：母线电压检测部；10：控制部；31：第1臂部；32：第2臂部；41：逆变器；42：马达；43：逆变器控制部；44：马达电流检测部；50：负载；81：压缩机；82：四通阀；83：室外热交换器；84：膨胀阀；85：室内热交换器；86：制冷剂配管；87：压缩机构；100：电力变换装置；101：马达驱动装置；201：处理器；202：存储器；311、312、321、322：开关元件；311a、312a、321a、322a：寄生二极管；501：第1布线；502：第2布线；503：第3布线；504：第4布线；506：第1连接点；508：第2连接点；600：半导体基板；601、603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道；700：空气调节机。
具体实施方式
26.以下，根据附图，详细地说明本发明的实施方式的电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机。此外，本发明并不限于该实施方式。
27.实施方式1.
28.图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置100的结构例的图。电力变换装置100是使用桥电路3将从交流电源1供给的交流电力变换为直流电力而施加到负载50的具有交流直流变换功能的电源装置。如图1所示，电力变换装置100具备电抗器2、桥电路3、平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7以及控制部10。电抗器2具备第1端部和第2端部，第1端部与交流电源1连接。
29.桥电路3是配备有两个臂部并将两个臂部并联连接而成的电路，该臂部是将两个
并联连接有二极管的开关元件串联连接而成的。具体而言，桥电路3具备作为第1电路的第1臂部31和作为第2电路的第2臂部32。第1臂部31具备串联连接的开关元件311以及开关元件312。在开关元件311中形成有寄生二极管311a。寄生二极管311a并联连接于开关元件311的漏极与源极之间。在开关元件312中形成有寄生二极管312a。寄生二极管312a并联连接于开关元件312的漏极与源极之间。寄生二极管311a、312a分别为被用作续流二极管的二极管。
30.第2臂部32具备串联连接的开关元件321以及开关元件322。第2臂部32与第1臂部31并联连接。在开关元件321中形成有寄生二极管321a。寄生二极管321a并联连接于开关元件321的漏极与源极之间。在开关元件322中形成有寄生二极管322a。寄生二极管322a并联连接于开关元件322的漏极与源极之间。寄生二极管321a、322a分别为被用作续流二极管的二极管。
31.详细而言，电力变换装置100具备分别与交流电源1连接的第1布线501以及第2布线502以及配置于第1布线501的电抗器2。另外，第1臂部31具备作为第1开关元件的开关元件311、作为第2开关元件的开关元件312以及具有第1连接点506的第3布线503。开关元件311以及开关元件312利用第3布线503串联地连接。第1布线501与第1连接点506连接。第1连接点506经由第1布线501以及电抗器2连接于交流电源1。第1连接点506与电抗器2的第2端部连接。
32.第2臂部32具备作为第3开关元件的开关元件321、作为第4开关元件的开关元件322以及具备第2连接点508的第4布线504，开关元件321以及开关元件322利用第4布线504串联地连接。第2布线502与第2连接点508连接。经由第2布线502将第2连接点508与交流电源1连接。此外，桥电路3具备至少一个以上的开关元件，能够将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压即可。
33.平滑电容器4为与桥电路3、详细而言与第2臂部32并联连接的电容器。在桥电路3中，开关元件311的一端与平滑电容器4的正侧连接，开关元件311的另一端与开关元件312的一端连接，开关元件312的另一端与平滑电容器4的负侧连接。
34.开关元件311、312、321、322由mosfet构成。作为开关元件311、312、321、322，能够使用包括氮化镓(gallium nitride：gan)、碳化硅(silicon carbide：sic)、金刚石或者氮化铝这样的宽带隙(wide band gap：wbg)半导体的mosfet。通过使用wbg半导体作为开关元件311、312、321、322，耐电压性高，容许电流密度也高，所以能够实现模块的小型化。wbg半导体的耐热性也高，所以还能够实现散热部的散热片的小型化。
35.控制部10根据从电源电压检测部5、电源电流检测部6以及母线电压检测部7分别输出的信号，生成使桥电路3的开关元件311、312、321、322进行动作的驱动脉冲。电源电压检测部5为检测交流电源1的输出电压的电压值即电源电压vs并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电压检测部。电源电流检测部6为检测从交流电源1输出的电流的电流值即电源电流is并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电流检测部。电源电流is为在交流电源1与桥电路3之间流过的电流的电流值。母线电压检测部7为检测母线电压vdc并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电压检测部。母线电压vdc为用平滑电容器4对桥电路3的输出电压进行平滑后的电压。控制部10根据电源电压vs、电源电流is以及母线电压vdc来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。此外，控制部10也可以使用电源电压vs、电源电流is以及母线电压vdc中的至少一个来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。
36.接下来，说明实施方式1的电力变换装置100的基本的动作。以下，有时将与交流电源1的正侧即交流电源1的正极端子连接的开关元件311、321称为上侧开关元件。另外，有时将与交流电源1的负侧即交流电源1的负极端子连接的开关元件312、322称为下侧开关元件。
37.在第1臂部31中，上侧开关元件与下侧开关元件互补性地进行动作。即，在上侧开关元件以及下侧开关元件中的一方为导通的情况下，另一方为截止。构成第1臂部31的开关元件311、312如后所述被由控制部10生成的驱动信号即pwm(pulse width modulation，脉冲宽度调制)信号驱动。以下，将依照pwm信号的开关元件311、312的导通或者截止的动作还称为开关动作。为了防止经由交流电源1以及电抗器2的平滑电容器4的短路，在从交流电源1输出的电源电流is的绝对值为第1电流阈值以下的情况下，开关元件311以及开关元件312都设为截止。以下，将平滑电容器4的短路称为电容器短路。电容器短路为释放积蓄于平滑电容器4的能量并在交流电源1中再生电流的状态。
38.构成第2臂部32的开关元件321、322根据由控制部10生成的驱动信号而成为导通或者截止。开关元件321、322基本上与从交流电源1输出的电压的极性即电源电压极性相应地成为导通或者截止的状态。具体而言，在电源电压极性为正的情况下，开关元件322为导通，且开关元件321为截止，在电源电压极性为负的情况下，开关元件321为导通，且开关元件322为截止。此外，在图1中，用从控制部10朝向桥电路3的箭头表示控制开关元件321、322的导通截止的驱动信号以及控制开关元件311、312的导通截止的前述pwm信号。
39.接下来，说明实施方式1中的开关元件的状态与在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的关系。此外，在本说明之前，参照图2说明mosfet的构造。
40.图2是示出mosfet的概略构造的示意剖视图。在图2中，例示n型mosfet。在为n型mosfet的情况下，如图2所示，使用p型的半导体基板600。在半导体基板600形成有源极电极s、漏极电极d以及栅极电极g。在与源极电极s以及漏极电极d相接的部位处，被离子注入高浓度的杂质而形成n型的区域601。另外，在半导体基板600中，在未形成n型的区域601的部位与栅极电极g之间形成氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602介于栅极电极g与半导体基板600的p型的区域603之间。
41.当对栅极电极g施加正电压时，电子被吸引到半导体基板600的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，该边界面带负电。电子集中的部位的电子的密度比空穴密度高而n型化。该n型化后的部分成为电流的通道，被称为沟道604。沟道604在图2的例子中为n型沟道。mosfet被控制成导通，从而在沟道604中流过比形成于p型的区域603的寄生二极管多的流通的电流。
42.图3是示出在电源电流is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第1图。在图3中，电源电压极性为正，开关元件311以及开关元件322为导通，开关元件312以及开关元件321为截止。在该状态下，按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管311a以及寄生二极管322a中流过电流，而在开关元件311以及开关元件322各自的沟道中流过电流，从而进行同步整流动作。此外，在图3中，用圆形标记表示导通的开关元件。在以后的图中也同样地设置。
43.图4是示出在电源电流is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方
式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第1图。在图4中，电源电压极性为负，开关元件312以及开关元件321为导通，开关元件311以及开关元件322为截止。在该状态下，按照交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管321a以及寄生二极管312a中流过电流，而在开关元件321以及开关元件312各自的沟道中流过电流，从而进行同步整流动作。
44.图5是示出在电源电流is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第2图。在图5中，电源电压极性为正，开关元件312以及开关元件322为导通，开关元件311以及开关元件321为截止。在该状态下，按照交流电源1、电抗器2、开关元件312、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管312a以及寄生二极管322a中流过电流，而在开关元件312以及开关元件322各自的沟道中流过电流，从而形成电源短路路径。
45.图6是示出在电源电流is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第2图。在图6中，电源电压极性为负，开关元件311以及开关元件321为导通，开关元件312以及开关元件322为截止。在该状态下，按照交流电源1、开关元件321、开关元件311、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管311a以及寄生二极管321a中流过电流，而在开关元件311以及开关元件321各自的沟道中流过电流，从而形成电源短路路径。
46.控制部10通过控制以上叙述的电流路径的切换，能够控制电源电流is以及母线电压vdc的值。电力变换装置100在电源电压极性为正时连续地切换图3所示的负载电力供给模式和图5所示的电源短路模式，在电源电压极性为负时连续地切换图4所示的负载电力供给模式和图6所示的电源短路模式，从而实现母线电压vdc的上升、电源电流is的同步整流等动作。具体而言，控制部10使进行基于pwm的开关动作的开关元件311、312的开关频率比进行与电源电压vs的极性相应的开关动作的开关元件321、322的开关频率高来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。在以后的说明中，在不区分开关元件311、312、321、322的情况下，有时简称为开关元件。同样地，在不区分寄生二极管311a、312a、321a、322a的情况下，有时简称为寄生二极管。
47.接下来，说明在电力变换装置100中使用的开关元件以及寄生二极管的损耗特性。图7是示出与在实施方式1的电力变换装置100中使用的开关元件以及寄生二极管所产生的损耗相伴的电流电压特性的图。在图7中，横轴表示在导通状态的开关元件中流过的电流和在寄生二极管中流过的电流。在图7中，纵轴表示为了在导通状态的开关元件中使电流流过所需的电压和为了在寄生二极管中使电流流过所需的电压。在图7中，用mosfet漏极－源极电压表示与在开关元件中产生的损耗相伴的电流电压特性，用二极管正向电压表示与在寄生二极管中产生的损耗相伴的电流电压特性。
48.在图7中，实线表示寄生二极管的电流电压特性。寄生二极管的电流电压特性表示在寄生二极管中流过的电流与为了针对由于流过该电流从而起因于寄生二极管的导通电阻而产生的损耗而使电流流过所需的电压的关系。一般而言，在电流值小时，二极管的损耗大，所以需要大的电压，但当电流值比某个值大时，损耗的变化率得到改善，电流电压特性
的倾斜度得到缓和。在图7中，虚线表示导通状态的开关元件的损耗特性。开关元件的电流电压特性表示在开关元件的载流子中流过的电流与为了针对由于流过该电流从而起因于开关元件的导通电阻而产生的损耗而使电流流过所需的电压的关系。在mosfet等开关元件中，为了使电流流过所需的电压相对于电流值而以2次曲线的方式增加。
49.寄生二极管的电流电压特性的实线以及开关元件的电流电压特性的虚线交叉的交叉点为在寄生二极管中流过的电流以及为了使该电流流过而所需的电压与在开关元件中流过的电流以及为了使该电流流过而所需的电压相等的点。在本实施方式中，将寄生二极管以及开关元件的两个电流电压特性交叉的交叉点处的电流值设为第2电流阈值。第2电流阈值为比前述第1电流阈值大的值。在图7中，用ith2表示第2电流阈值。
50.说明控制部10使用第1电流阈值以及第2电流阈值使开关元件导通截止的定时。图8是示出在实施方式1的电力变换装置100中控制部10使开关元件导通的定时的图。在图8中，横轴为时间。在图8中，vs为由电源电压检测部5检测到的电源电压vs，is为由电源电流检测部6检测到的电源电流is。在图8中，示出开关元件311、312为根据电源电流is的极性来控制导通截止的电流同步的开关元件，并示出开关元件321、322为根据电源电压vs的极性来控制导通截止的电压同步的开关元件。另外，在图8中，ith1表示第1电流阈值，ith2表示第2电流阈值。此外，在图8中，示出了从交流电源1输出的交流电力的一个周期，但控制部10在其它周期也进行与图8所示的控制同样的控制。
51.控制部10在电源电压极性为正的情况下，使开关元件322导通，使开关元件321截止。另外，控制部10在电源电压极性为负的情况下，使开关元件321导通，使开关元件322截止。此外，在图8中，开关元件322从导通成为截止的定时与开关元件321从截止成为导通的定时为相同的定时，但不限定于此。控制部10也可以在开关元件322从导通成为截止的定时与开关元件321从截止成为导通的定时之间，设置开关元件321、322都成为截止的死区时间。同样地，控制部10也可以在开关元件321从导通成为截止的定时与开关元件322从截止成为导通的定时之间设置开关元件321、322都成为截止的死区时间。
52.控制部10在电源电压极性为正的情况下，当电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上时使开关元件311导通，进而，当电源电流is的绝对值超过第2电流阈值时使开关元件311截止。之后，控制部10当电源电流is的绝对值变小、且电源电流is的绝对值为第2电流阈值以下时使开关元件311导通，进而，当电源电流is的绝对值比第1电流阈值小时使开关元件311截止。另外，控制部10在电源电压极性为负的情况下，当电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上时使开关元件312导通，进而，当电源电流is的绝对值超过第2电流阈值时，使开关元件312截止。之后，控制部10当电源电流is的绝对值变小、且电源电流is的绝对值为第2电流阈值以下时，使开关元件312导通，进而，当电源电流is的绝对值比第1电流阈值小时使开关元件312截止。
53.控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以下的情况下，控制成使上侧开关元件的开关元件311以及开关元件321不同时导通，另外控制成使下侧开关元件的开关元件312以及开关元件322不同时导通。由此，控制部10能够在电力变换装置100中防止电容器短路。
54.通过以上的控制部10的控制，电力变换装置100能够实现基于第1臂部31的开关元件311、312的同步整流控制。具体而言，控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以
上且第2电流阈值以下的情况下，在该范围，在损耗小的开关元件311或者开关元件312中使电流流过。另外，控制部10在电源电流is的绝对值比第2电流阈值大的情况下，在该范围，在损耗小的寄生二极管311a或者寄生二极管312a中使电流流过。由此，电力变换装置100能够根据电流值在损耗小的元件中使电流流过，能够抑制效率的下降，降低损耗，得到高效的系统。
55.此外，控制部10也可以在使开关元件311导通的期间进行使开关元件311、312互补性地导通截止的开关控制，进行升压动作。同样地，控制部10在使开关元件312导通的期间，进行使开关元件311、312互补性地导通截止的开关控制而进行升压动作。
56.即，控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，根据电源电流is的极性，允许构成第1臂部31、第2臂部32中的一个第1臂部31的开关元件311、312中的一个开关元件的导通。另外，控制部10在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小或者比第2电流阈值大的情况下，禁止开关元件311、312中的与前述开关元件相同的一个开关元件的导通。
57.具体而言，控制部10在电源电流is的极性为正、且电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，允许开关元件311的导通，在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小或者比第2电流阈值大的情况下，禁止开关元件311的导通。控制部10在电源电流is的极性为正、且电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，在开关元件311为截止的期间使开关元件312导通，在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小或者比第2电流阈值大的情况下，也禁止开关元件312的导通。
58.另外，控制部10在电源电流is的极性为负、且电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，允许开关元件312的导通，在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小或者比第2电流阈值大的情况下，禁止开关元件312的导通。控制部10在电源电流is的极性为负、且电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，在开关元件312为截止的期间使开关元件311导通，在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小或者比第2电流阈值大的情况下，也禁止开关元件311的导通。
59.这样，控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且开关元件的损耗比寄生二极管的损耗小的区域，允许开关元件的导通。另外，控制部10在开关元件的损耗比寄生二极管的损耗大的区域，禁止开关元件的导通。在实施方式1中，控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，根据电源电流is的极性，使开关元件中的至少一个以上的开关元件导通，在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小或者比第2电流阈值大的情况下，使开关元件中的至少一个以上的开关元件截止。
60.图9是示出实施方式1的电力变换装置100的控制部10对开关元件311、312进行导通截止控制的处理的流程图。作为一个例子，说明电源电流is的极性为正的情况。控制部10将电源电流is的绝对值与第1电流阈值进行比较(步骤s1)。控制部10在电源电流is的绝对值比第1电流阈值小的情况(步骤s1：否)下，禁止开关元件311的导通(步骤s2)。控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上的情况(步骤s1：是)下，将电源电流is的绝对值与第2电流阈值进行比较(步骤s3)。控制部10在电源电流is的绝对值为第2电流阈值以下的情况(步骤s3：否)下，允许开关元件311的导通(步骤s4)。控制部10在电源电流is的绝对值比第2电流阈值大的情况(步骤s3：是)下，禁止开关元件311的导通(步骤s2)。控制部10在步骤
s2或者步骤s4之后，返回到步骤s1，重复进行上述处理。控制部10在电源电流is的极性为负的情况下，以开关元件312为对象，进行上述同样的处理。
61.在此，说明开关元件的结构。在电力变换装置100中，作为使开关元件的开关速度变快的方法之一，可举出减小开关元件的栅极电阻的方法。栅极电阻越小，则向栅极输入电容的充放电时间越短，开启期间以及关断期间越短，所以开关速度变快。
62.然而，对于通过减小栅极电阻来降低开关损耗而言存在界限。因而，通过由gan或者sic这样的wbg半导体构成开关元件，能够进一步抑制每1次的开关的损耗，效率进一步提高，且能够实现高频开关。另外，由于能够实现高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化，能够实现电力变换装置100的小型化以及轻量化。另外，通过使用wbg半导体作为开关元件，从而开关速度提高，开关损耗被抑制，所以能够简化使开关元件能够继续正常的动作的散热应对。另外，通过使用wbg半导体作为开关元件，能够将开关频率设为足够高的值例如16khz以上，所以能够抑制开关所引起的噪音。
63.另外，在gan半导体中，在gan层与氮化铝镓层的界面处产生2维电子气体，由于该2维电子气体，载流子的移动度高。因此，使用了gan半导体的开关元件能够实现高速开关。在此，在交流电源1为50hz/60hz的商用电源的情况下，可听到范围频率为16khz至20khz的范围即商用电源的频率的266倍至400倍的范围。gan半导体在以比该可听到范围频率高的频率进行开关的情况下是优选的。在以几十khz以上的开关频率驱动包含作为半导体材料是主流的硅(si)的开关元件311、312、321、322的情况下，开关损耗的比率变大，必须应对散热。相对于此，包括gan半导体的开关元件311、312、321、322即使在以几十khz以上的开关频率具体而言比20khz高的开关频率驱动的情况下，开关损耗也非常小。因此，无需应对散热，或者能够使为了应对散热而利用的散热构件的尺寸小型化，能够实现电力变换装置100的小型化以及轻量化。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化。此外，为了不使开关频率的1次分量进入到噪音端子电压规格的测定范围，开关频率优选为150khz以下。
64.另外，wbg半导体的静电电容比si半导体小，所以开关所引起的恢复电流的发生少，能够抑制恢复电流所引起的损耗以及噪声的发生，所以适于高频开关。
65.此外，sic半导体的导通电阻比gan半导体小，所以也可以是开关次数比第2臂部32多的第1臂部31的开关元件311、312由gan半导体构成，开关次数少的第2臂部32的开关元件321、322由sic半导体构成。由此，能够最大限度地利用sic半导体以及gan半导体各自的特性。另外，通过将sic半导体用于开关次数比第1臂部31少的第2臂部32的开关元件321、322，开关元件321、322的损耗中的导通损耗所占的比例变多，开启损耗以及关断损耗变小。因而，与开关元件321、322的开关相伴的发热的上升被抑制，能够使构成第2臂部32的开关元件321、322的芯片面积相对变小，能够有效地利用芯片制造时的成品率低的sic半导体。
66.另外，作为开关次数少的第2臂部32的开关元件321、322，也可以使用超结(super junction：sj)－mosfet。通过使用sj－mosfet，能够利用作为sj－mosfet的优点的低导通电阻，并抑制静电电容高且容易产生恢复这样的缺点。另外，通过使用sj－mosfet，相比于使用wbg半导体的情况，能够降低第2臂部32的制造成本。
67.另外，wbg半导体的耐热性比si半导体高，即使结温度为高温也能够进行动作。因此，通过使用wbg半导体，即使是热电阻大的小型的芯片也能够构成第1臂部31以及第2臂部
32。特别是，芯片制造时的成品率低的sic半导体在用于小型的芯片时能够实现低成本化。
68.另外，wbg半导体即使在以100khz左右的高频驱动的情况下，在开关元件中产生的损耗的增加也被抑制，所以基于电抗器2的小型化的损耗降低效果变大，能够在宽的输出频域即宽的负载条件下实现高效的转换器。
69.另外，wbg半导体的耐热性比si半导体高，臂部间的损耗的失衡所致的开关的发热容许水平高，所以适于产生高频驱动所致的开关损耗的第1臂部31。
70.接着，说明电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构。图10是示出实现实施方式1的电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构的一个例子的图。控制部10由处理器201以及存储器202实现。
71.处理器201为cpu(central processing unit，还称为中央处理装置、处理装置、运算装置、微型处理器、微型计算机、处理器、dsp(digital signal processor，数字信号处理器))或者系统lsi(large scale integration，大规模集成)。存储器202能够例示ram(random access memory，随机存取存储器)、rom(read only memory，只读存储器)、闪存存储器、eprom(erasable programmable read only memory，可擦可编程只读存储器)、eeprom(注册商标)(electrically erasable programmable read－only memory，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。另外，存储器202不限定于这些，也可以为磁盘、光盘、压缩光盘、迷你光盘或者dvd(digital versatile disc，数字多功能光盘)。
72.如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10在电源电流is的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下的情况下，在该范围允许损耗比寄生二极管小的开关元件的导通。另外，控制部10在电源电流is的绝对值比第2电流阈值大的情况下，在该范围禁止损耗比寄生二极管大的开关元件的导通。由此，电力变换装置100能够根据电流值在损耗小的元件中使电流流过，能够抑制效率的下降，降低损耗，得到高效的系统。此外，说明了电流阈值为两个的情况，但为一个例子，电力变换装置100也可以使用3个以上的电流阈值来控制开关元件的导通截止。例如，设为在将n设为1以上的整数的情况下电流阈值中第n+1个电流阈值的绝对值比第n个电流阈值的绝对值大。电力变换装置100在电源电流is超过或低于电流阈值时切换开关元件的至少一个以上的导通截止状态。
73.此外，第2电流阈值如前所述是为了在寄生二极管以及开关元件中使电流流过所需的电压成为相同的值时的电流值，但不限定于此。第2电流阈值也可以为根据为了在寄生二极管中使电流流过所需的电压的特性和为了在开关元件中使电流流过所需的电压的特性而决定的值。
74.例如，也可以将第2电流阈值设为比为了在寄生二极管以及开关元件中使电流流过所需的电压成为相同的值时的电流值大与在开关元件中产生的开关损耗量相应的值的值。由此，能够决定考虑了在将开关元件从导通切换到截止时产生的开关元件的第2电流阈值。在该情况下，控制部10即使在使开关元件导通的状态下电源电流is的绝对值进一步变大，在预计通过使开关元件截止而损耗不会降低时，仍将开关元件保持为导通。由此，电力变换装置100能够进一步抑制效率的下降。
75.另外，也可以将第2电流阈值设为对为了在寄生二极管以及开关元件中使电流流过所需的电压成为相同的值时的电流值加上或者减去规定的值而得到的值。由此，能够决
定考虑了各元件的部件的偏差所致的特性的不同的第2电流阈值。在该情况下，与第2电流阈值为为了在寄生二极管以及开关元件中使电流流过所需的电压成为相同的值时的电流值的情况相比，控制部10有可能无法改善损耗的降低。然而，与控制部10即使在使开关元件导通的状态下电源电流is的绝对值进一步变大，也使开关元件继续导通的情况相比，能够降低损耗。
76.此外，在本实施方式中，控制部10根据电源电压vs的极性来控制开关元件321、322的导通截止，根据电源电流is的极性来控制开关元件311、312的导通截止，但不限定于此。控制部10也可以根据电源电压vs的极性来控制开关元件311、312的导通截止，根据电源电流is的极性来控制开关元件321、322的导通截止。
77.实施方式2.
78.在实施方式2中，说明具备在实施方式1中说明的电力变换装置100的马达驱动装置。
79.图11是示出实施方式2的马达驱动装置101的结构例的图。马达驱动装置101驱动作为负载的马达42。马达驱动装置101具备实施方式1的电力变换装置100、逆变器41、马达电流检测部44以及逆变器控制部43。逆变器41将从电力变换装置100供给的直流电力变换为交流电力并输出到马达42，从而驱动马达42。此外，说明了马达驱动装置101的负载为马达42的情况下的例子，但为一个例子，与逆变器41连接的设备为输入交流电力的设备即可，也可以为除了马达42以外的设备。
80.逆变器41是将以igbt(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极性晶体管)为首的开关元件设为3相桥结构或者2相桥结构的电路。逆变器41使用的开关元件不限定于igbt，也可以为包括wbg半导体的开关元件、igct(integrated gate commutated thyristor，集成门极换流晶闸管)、fet(field effect transistor，场效应晶体管)或者mosfet。
81.马达电流检测部44检测在逆变器41与马达42之间流过的电流。逆变器控制部43使用由马达电流检测部44检测到的电流，以使马达42按照所期望的转速旋转的方式生成用于驱动逆变器41内的开关元件的pwm信号并施加到逆变器41。逆变器控制部43与控制部10同样地，由处理器以及存储器实现。此外，马达驱动装置101的逆变器控制部43和电力变换装置100的控制部10也可以由一个电路实现。
82.在电力变换装置100用于马达驱动装置101的情况下，桥电路3的控制所需的母线电压vdc与马达42的运转状态相应地变化。一般而言，马达42的转速越为高旋转，则需要使逆变器41的输出电压越高。该逆变器41的输出电压的上限被向逆变器41的输入电压即作为电力变换装置100的输出的母线电压vdc限制。将来自逆变器41的输出电压超过被母线电压vdc限制的上限而饱和的区域称为过调制区域。
83.在这样的马达驱动装置101中，在马达42为低旋转的范围即达不到过调制区域的范围，无需使母线电压vdc升压。另一方面，在马达42为高旋转的情况下，使母线电压vdc升压，从而能够使过调制区域成为更高旋转侧。由此，能够将马达42的运转范围扩大到高旋转侧。
84.另外，如果无需扩大马达42的运转范围，则能够与其相应地增加向马达42所具备的定子的绕组的匝数。通过增加绕组的匝数，在低旋转的区域中，在绕组的两端产生的马达
电压变高，与其相应地在绕组中流过的电流下降，所以能够降低在逆变器41内的开关元件的开关动作中产生的损耗。在得到马达42的运转范围的扩大和低旋转的区域的损耗改善这双方的效果的情况下，马达42的绕组的匝数被设定为适当的值。
85.如以上说明，根据本实施方式，通过使用电力变换装置100，臂部间的发热的失衡被降低，能够实现可靠性高且高输出的马达驱动装置101。
86.实施方式3.
87.在实施方式3中，说明具备在实施方式2中说明的马达驱动装置101的空气调节机。
88.图12是示出实施方式3的空气调节机700的结构例的图。空气调节机700为制冷循环装置的一个例子，具备实施方式2的马达驱动装置101以及马达42。空气调节机700具备内置有压缩机构87以及马达42的压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86。空气调节机700不限定于室外机从室内机分离的分离型空气调节机，也可以为压缩机81、室内热交换器85以及室外热交换器83设置于一个框体内的一体型空气调节机。马达42被马达驱动装置101驱动。
89.在压缩机81的内部，设置有将制冷剂进行压缩的压缩机构87和使压缩机构87进行动作的马达42。制冷剂在压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86中循环，从而构成制冷循环。此外，空气调节机700所具备的构成要素还能够应用于具备制冷循环的冰箱或者冷冻库这样的设备。
90.另外，在实施方式3中，说明了作为压缩机81的驱动源而利用马达42，由马达驱动装置101驱动马达42的结构例。然而，也可以将马达42应用于驱动空气调节机700所具备的未图示的室内机送风机以及室外机送风机的驱动源，用马达驱动装置101驱动该马达42。另外，也可以将马达42应用于室内机送风机、室外机送风机以及压缩机81的驱动源，用马达驱动装置101驱动该马达42。
91.另外，在空气调节机700中，输出为额定输出的一半以下的中间条件即低输出条件下的运转在一年占支配地位，所以对中间条件下的一年的消耗电力的贡献度高。另外，在空气调节机700中，处于马达42的转速低、马达42的驱动所需的母线电压vdc低的趋势。因此，从系统效率这方面来看，空气调节机700所使用的开关元件在无源的状态下进行动作是有效的。因而，能够在从无源的状态至高频开关状态为止的宽范围的运转模式下降低损耗的电力变换装置100对于空气调节机700而言是有用的。如上述那样，在交织方式下能够使电抗器2小型化，但在空气调节机700中，中间条件下的运转多，所以无需使电抗器2小型化，电力变换装置100的结构以及动作在高次谐波的抑制、电源功率因数方面是有效的。
92.另外，电力变换装置100能够抑制开关损耗，所以电力变换装置100的温度上升被抑制，即使使未图示的室外机送风机的尺寸小型化，也能够确保搭载于电力变换装置100的基板的冷却能力。因而，电力变换装置100为高效率，并且适于4.0kw以上的高输出的空气调节机700。
93.另外，根据本实施方式，通过使用电力变换装置100，臂部间的发热的失衡被降低，所以能够实现基于开关元件的高频驱动的电抗器2的小型化，能够抑制空气调节机700的重量的增加。另外，根据本实施方式，通过开关元件的高频驱动，开关损耗被降低，能量消耗率低，能够实现高效率的空气调节机700。
94.以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的
技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。