基于三相三开两电平整流器的直接功率边界控制方法与流程

本发明涉及三相三开两电平整流器控制技术领域，具体是一种基于三相三开两电平整流器的直接功率边界控制方法。

背景技术：

近年来，由于经济的快速发展，对能源的需求也来越大，低碳节能成为了世界各国的共同要求，电能的绿色低碳发展对节能环保意义重大。因此，如何获取高质量的电能成为目前研究的焦点，为了解决谐波污染问题，将pwm技术引入到整流器中产生一种pwm整流器，其优点在于网侧电流正弦化、理论上可实现单位功率因数、网侧电流畸变率低等。目前三相pwm整流器网侧电流控制策略分为间接电流控制策略和直接电流控制策略，其中后者占据主导地位。滞环电流控制、前馈解耦pi控制、预测电流控制、直接功率控制等是目前常见的直接电流控制策略。

直接功率控制(dpc)是三相pwm整流器最有效的控制策略之一，与其他pwm整流器控制策略相比，直接功率控制(dpc)策略的优点如下：①单位功率因数运行；②动态响应很快；③结构简单明了。直接功率控制(dpc)策略的开关状态由开关表根据瞬时功率误差和输入电压矢量位置来选择，通过使用更新的开关表、自适应控制、模糊逻辑选择、滑模控制、占空比优化或预测方法来对直接功率控制进行改善，可以应对参数不确定问题，提高抗干扰能力等，然而这些方法对直流输出电压动态性能的改善是有限的。

边界控制是一种基于几何的控制方法，适用于具有开关动作的电力电子变换器，它在许多电力电子变换器中得到了应用。对于不同的开关面已经有了各种各样的研究，如一阶、二阶和高阶开关面，在这些开关面中，自然开关面具有良好的动态性能。然而，大部分文章只研究了单相电力电子变换器的边界控制方案，针对三相pwm整流器的边界控制，尤其是采用自然开关面的研究很少。

技术实现要素：

为改善三相pwm整流器直流输出电压的动态性能，本发明提供一种基于三相三开两电平整流器的直接功率边界控制方法，可以有效提高三相pwm整流器直流输出电压的动态性能。该控制方法以dq坐标系下的数学模型为基础，推导出d轴交流侧电流降低和升高时整流系统的自然轨迹；结合瞬时功率理论，得到以p、q为变量的直接功率控制模型，对直接功率滞环比较器中输出sq采用新的规则，并用已分析自然轨迹作为开关面，达到边界控制的效果。

本发明采取的技术方案为：

基于三相三开两电平整流器的直接功率边界控制方法，包括以下步骤：

步骤1：分析三相三开关两电平整流器的工作过程，运用坐标变换，建立同步旋转dq坐标系下整流器的数学模型；

步骤2：结合瞬时功率理论，将同步旋转dq坐标系下整流器的数学模型，转换成dq坐标系下以p，q为变量的功率模型；

步骤3：分析三相三开关两电平整流器的边界控制条件，即以直流侧电压作为相平面的横轴，交流侧电流作为相平面的纵轴，建立标准相平面；在标准相平面内，不同状态下整流器具有不同的自然轨迹，分析交流侧电流降低和升高时整流器的自然轨迹；

步骤4：以功率量为基础，首先以交流侧电流降低和升高时整流器的自然轨迹，选择边界控制的自然开关面，然后使用这个自然开关面更新直接功率控制中功率滞环比较器输出的规则，最终得到基于三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制方法。

步骤1中，分析三相三开关两电平整流器的工作过程，定义开关函数，建立三相三开关两电平整流器在三相静止坐标系下的数学模型；由于三相静止坐标系下的数学模型很复杂，因此需要将坐标变换引入到系统的建模过程中，利用坐标变换，得到三相三开关两电平整流器在同步旋转dq坐标系下的数学模型。

步骤2中，根据瞬时功率理论，得到基于dq坐标系下的瞬时有功功率和瞬时无功功率的计算式；采用电网电压定向，选取d轴的初始相角和a相初始相角相等，将上述计算式代入步骤1中所建立的同步旋转dq坐标系下的数学模型中，得到dq坐标系下以p，q为变量的功率模型。

步骤3中，以直流侧电压作为相平面的横轴，交流侧电流作为相平面的纵轴，建立相平面，经过简单的标准化计算，得到标准化相平面内交流侧电流降低时和电流升高时整流器的自然轨迹。

步骤4中，在直接功率边界控制方法中，无功功率滞环比较器输出sq数值的规则和开关矢量表与传统直接功率控制方法相同，只有直接有功功率滞环比较器输出sp数值的规则与传统直接功率控制方法不同。

本发明一种基于三相三开两电平整流器的直接功率边界控制方法，技术效果如下：

1：以功率量为基础，利用边界控制条件来创造一种新型功率的直接控制，使用一种新的规则来控制功率滞环比较器输出sp的数值。

2：针对实际应用中的负载突变问题，可有效提高三相三开两电平整流器直流侧电压的动态性能。

附图说明

图1为三相三开关两电平整流器的拓扑结构图。

图2为三相三开关两电平整流器交流侧电流降低时整流系统的自然轨迹图。

图3为三相三开关两电平整流器交流侧电流升高时整流系统的自然轨迹图。

图4为三相三开关两电平整流器直接功率控制的边界条件图。

图5为整流器额定负载下交流侧a相电压和电流的波形图。

图6为整流器从额定负载突加1倍负载时，交流侧a相电流波形图。

图7为整流器从额定负载突加1倍负载时，直流侧电压和电流波形图。

具体实施方式

步骤1：分析三相三开关两电平整流器的工作过程，运用坐标变换，建立同步旋转dq坐标系下整流器的数学模型；

步骤2：结合瞬时功率理论，将同步旋转dq坐标系下整流器的数学模型，转换成dq坐标系下以p，q为变量的功率模型；

步骤3：分析三相三开关两电平整流器的边界控制条件，即以直流侧电压作为相平面的横轴，交流侧电流作为相平面的纵轴，建立标准相平面；在标准相平面内，不同状态下整流器具有不同的自然轨迹，分析交流侧电流降低和升高时整流器的自然轨迹；

步骤4：以功率量为基础，首先以交流侧电流降低和升高时整流器的自然轨迹，选择边界控制的自然开关面，然后使用这个自然开关面更新直接功率控制中功率滞环比较器输出的规则，最终得到基于三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制方法。

步骤1中，分析三相三开关两电平整流器的工作过程，定义开关函数，建立三相三开关两电平整流器在三相静止坐标系下的数学模型；由于三相静止坐标系下的数学模型很复杂，因此需要将坐标变换引入到系统的建模过程中，利用坐标变换，得到三相三开关两电平整流器在同步旋转dq坐标系下的数学模型。

步骤2中，根据瞬时功率理论，得到基于dq坐标系下的瞬时有功功率和瞬时无功功率的计算式；采用电网电压定向，选取d轴的初始相角和a相初始相角相等，将上述计算式代入步骤1中所建立的同步旋转dq坐标系下的数学模型中，得到dq坐标系下以p，q为变量的功率模型。

步骤3中，以直流侧电压作为相平面的横轴，交流侧电流作为相平面的纵轴，建立相平面，经过简单的标准化计算，得到标准化相平面内交流侧电流降低时和电流升高时整流器的自然轨迹。

步骤4中，在直接功率边界控制方法中，无功功率滞环比较器输出sq数值的规则和开关矢量表与传统直接功率控制方法相同，只有直接有功功率滞环比较器输出sp数值的规则与传统直接功率控制方法不同。

具体步骤如下：

步骤1：分析图1三相三开关两电平整流器拓扑结构可知，三相三开关两电平整流器是一种pwm整流器，整流电路包含三个开关管，直流侧输出电压只有vdc和-vdc两种，因此三相三开关两电平整流器具有简单、鲁棒性强、功率模块及辅助器件容易获得等特点。

ea、eb、ec为三相静止坐标系下电网电动势；ia、ib、ic为三相静止坐标系下交流侧三相电流；la、lb、lc为交流侧电感，la＝lb＝lc＝l；r为交流侧线路等效等效电阻；c为直流侧电容；rl为直流侧负载；vdc为直流侧电压；ed、eq、id、iq为两相同步旋转坐标系下交流侧电压与电流。

为建立三相三开两电平整流器的一般数学模型，需做以下假设：1)电网电动势为理想三相正弦波；2)交流滤波电感线性无饱和；3)功率开关管均忽略死区时间，为理想开关。

定义开关函数：

a、b、c表示三相静止坐标系。

建立三相三开关两电平整流器的一般数学模型：

sa、sb、sc分别表示abc三相开关函数。

另外，对直流测电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，得：

c表示直流电容、rl表示直流负载。

对式(2)、(3)采用坐标变换，则从三相静止坐标系(a、b、c)变换到两相同步旋转坐标系(d、q)，得三相三开关两电平整流器数学模型为：

式中：w为角速度，sd、sq为变换到dq坐标系下的开关函数。

步骤2：三相电网平衡，结合瞬时功率理论，得到dq坐标系下的瞬时有功功率和瞬时无功功率的计算式为：

p＝edid+eqiq，q＝eqid-ediq(5)

采用电网电压定向，则可得到eq＝0，将上式代入式(5)中可得：

p＝edid，q＝-ediq(6)

将式(4)两边同时乘以ed，得到dq坐标系下以p，q为变量的功率模型为：

步骤3：首先将相平面的两个轴选定，根据微分方程解的存在性与唯一性理论，在任一初始数据条件选定的情况下，一定有一条相轨迹在相平面上与之对应。对于一个整流系统而言，它的任何一个状态都和相平面上一个点相对应，因此系统运动能够在相平面上表示。相平面上点的移动就相当于系统状态随时间的改变，这些移动轨迹即为相轨迹。本发明边界控制所使用的开关面是自然开关面，因此选择交流侧电流作为相平面的纵轴，直流侧电压作为相平面的横轴，建立相平面，选择自然轨迹作为相轨迹。

为了得到单位功率因数，需控制iq＝0，当电感等效电阻r小到可以忽略不计时，即r＝0,式(4)可以简化为：

式(8)中vsd＝vdcsd，根据三相三开关两电平整流器运行原理，vsd的最大值为：

当交流侧电流降低时，vsd应该为正值，即令将代入式(8)中得：

通过使用如下三角恒等式：

式(10)可以变换成如下形式：

式中k为与ide、vdc初值相关的常数。

令vn＝vdc，edn＝ed，并将其代入式(11)中，得交流侧电流降低时整流系统的自然轨迹λdown为：

在标准相平面内，如图2所示，λdown是一个以为圆心，以l为半径的圆。

当交流侧电流升高时，vsd应该为负值，即采用和交流侧电流降低时同样的推导方法，得交流侧电流升高时整流系统的自然轨迹λup为：

在标准相平面内，如图3所示，λup是一个以为圆心，以m为半径的圆。

步骤4：由于只有有功功率对直流输出电压有影响，并且in的变化可由瞬时有功功率p的变化来表示，而开关状态的改变会使p产生变化。因此可以利用这种方法来控制系统运行轨迹。

为了得到三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制规则，先做如下定义：

式(14)、(15)中in_t、vn_t是相平面上运行目标点的电流和电压。

通过交流侧电流降低时的自然轨迹λdown和交流侧电流升高时的自然轨迹λup，选择的边界条件自然开关面为：

rt_down表示下降边界电阻

edn表示直流侧对地电压、rt_up表示上升边界电阻。

将αβ平面划分为12个矢量扇区，在αβ平面内，每个扇区均为30度，其相角范围可由式(18)来表示。

当电网电压矢量所在空间需要被确定时，先计算电网电压矢量e的相位角eα、eβ为αβ坐标系下的交流侧电压然后利用式(18)确定电网电压矢量e所在区间。

三相三开两电平整流器的直接功率边界控制算法中无功功率滞环比较器输出sq数值的规则与传统直接功率控制规则相同：

式(19)中q为瞬时无功功率估算值，qr为瞬时无功功率参考值，hq为无功功率滞环比较器的滞环宽度。一般来说，滞环比较器的滞环宽度会受到主电路中的参数的影响，如交流侧电感l和直流侧电压vdc。若滞环宽度太小，开关频率就会太高，结果就是提高了系统开关的损耗，加速了开关的老化；若滞环宽度太大，结果就是导致功率跟踪太慢，无法满足实时控制。因此在设计系统时，滞环宽度大小的选择既要满足系统需要，又要符合实际。

三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制算法中有功功率滞环比较器输出sp数值则采用一种新的规则：

i：若vdc<vn_t，只有当σdown<0时，sp＝1，其他情况下sp＝0；

ii：若vdc>vn_t，只有当σup>0时，sp＝0，其他情况下sp＝1。

首先采用式(18)来判别电网电压矢量所在扇区，然后根据功率滞环比较器输出sp、sq的数值，将电网电压矢量所在扇区和输出的sp、sq送入开关表中，对开关矢量进行选择。

三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制算法中所采用的开关表与传统直接控制功率所用开关表相同：

表1三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制算法开关表

设置三相三开关两电平整流器线路参数：三相电路有效值为220v/50hz，交流侧输入电感la＝lb＝lc＝l＝4mh，线路等效电阻r＝0.1ω，直流侧滤波电容c＝3300μf，负载r＝30ω，开关频率为20khz，在0.15s时，在直流侧加一倍负载。

额定负载时，三相三开关两电平整流器交流侧a相电压电流波形图如图5所示，从图中可以得出采用直接功率边界控制算法的三相三开关两电平整流器网侧电流实现了正弦化，电压电流基本同相位，功率因数接近1。

负载由额定负载突变至2倍负载时，三相三开关两电平整流器交流侧a相电流波形图如图6所示，从图中可以得出采用直接功率边界控制算法的三相三开关两电平整流器网侧电流在负载波动时，能够很快的达到稳定状态。

负载由额定负载突变至2倍负载时，三相三开关两电平整流器直流侧电压和电流波形图如图7所示，从图中可以得出采用直接功率边界控制算法的三相三开关两电平整流器直流侧电压和电流在负载波动时，在很短的时间内重新达到稳定状态，有良好的动态性能。

从上述波形图分析可知，基于三相三开关两电平整流器的直接功率边界控制算法可以有效提高三相三开关两电平整流器直流输出电流和电压的动态性能，达到实验预期结果，具有一定的实用价值。