一种新型拓扑结构的多功能单相并网逆变系统及方法与流程

本发明涉及电力电子变换技术领域，特别涉及一种新型拓扑结构的多功能单相并网逆变系统及方法。

背景技术：

单相非隔离型光伏逆变器具有体积小、成本低、效率高等优势而被广泛应用于中小功率的分布式光伏发电并网。目前，已有多种不同类型的单相非隔离型光伏并网逆变器拓扑被提出，例如单相全桥、单相半桥、中点钳位型等。然而，由于缺乏变压器的隔离，使得单相光伏并网逆变器普遍存在共模漏电流的问题，从而影响逆变器效率，甚至产生电磁干扰，危害人身安全。直流侧两倍电网频率的功率波动也是单相逆变器普遍存在的另一个问题，其形式主要体现为电压波动，会影响直流侧运行可靠性，或影响光伏电池板的最大功率跟踪。此外，并网电流的滤波也是一个重要的问题。

针对共模漏电流的问题，主要有两种解决方案，一种是针对单相全桥逆变器拓扑结构进行改进，以消除共模漏电流，但这种方法大多需要额外的电路元件，增加了成本与体积；另一种是提出新型的拓扑，使交流电网的中性线与光伏板的负极直接相连，但目前已有的拓扑中都需要四个或以上的开关管，且需要根据交流电压极性设置不同的控制策略。针对两倍电网频率功率波动问题，解决方案主要是增加额外的功率缓冲电路，同样增加了体积与成本。适用于并网逆变器的滤波器主要有l型和lcl型滤波器，l型滤波器不存在谐振峰，但纹波衰减能力低，通常需要较大电感值才能达到滤波要求；而lcl型滤波器滤波能力强，但存在谐振峰，虽然可通过有源阻尼策略抑制谐振峰，但增加了控制策略的复杂性。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述存在的问题，提供一种新型拓扑结构的多功能单相并网逆变系统及方法。

本发明系统的技术方案为一种新型拓扑结构的多功能单相并网逆变系统，其特征在于，包括：光伏直流电源，第一电容，第二电容，光伏板端电容，开关管并联电容，第一电感，耦合电感原边自感，耦合电感副边自感，耦合电感互感，二极管，第一开关管，第二开关管和单相交流配电网；

所述光伏直流电源的正负两极分别与所述光伏板端电容的正负两极连接；所述光伏直流电源的正极和所述光伏板端电容的正极与所述二极管的阳极连接；所述二极管的阴极与所述第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端与所述第一电容的正极、所述耦合电感原边自感的一端、所述开关管并联电容的正极和所述第一开关管的漏极连接；所述第一电容的负极与所述第二开关管的源极和所述耦合电感副边自感的一端连接；所述耦合电感副边自感的另一端与所述交流配电网的火线连接；所述耦合电感原边自感的另一端与所述第二开关管的漏极和所述第二电容的正极连接；所述光伏直流电源的负极、所述光伏板端电容的负极、所述开关管并联电容的负极、所述第一开关管的源极、所述第二电容的负极和所述交流配电网的中性线连接。

作为优选，所述光伏直流电源，用于提供光伏电池直流电源；

作为优选，所述第一电容与所述第二电容用于缓冲交直流两侧的瞬时功率差异；

作为优选，所述光伏板端电容，用于滤除光伏直流电源纹波；

作为优选，所述开关管并联电容，用于为第一开关管提供零电压开通条件；

作为优选，所述第一电感，用于逆变器转换过程储能；

作为优选，所述耦合电感原边自感，用于逆变器转换过程储能；

作为优选，所述耦合电感副边自感，用于滤除并网电流纹波；

作为优选，所述耦合电感互感，用于实现并网电流零纹波；

作为优选，所述二极管，用于防止直流电倒灌；

作为优选，所述第一开关管，用于控制并网电流的输出；

作为优选，所述第二开关管，用于控制并网电流的输出；

作为优选，所述单相交流配电网，用于并网交流电源。

作为优选，所述耦合电感原边自感的感值与所述耦合电感互感的感值相等，用于消除并网电流的开关纹波。

作为优选，根据新型拓扑结构的多功能单相并网逆变系统进行新型拓扑结构的多功能单相并网逆变方法为：

通过正弦脉宽调制法，实时调节开关频率fs实现光伏输出功率与交流侧并网功率的解耦，消除直流侧两倍电网频率功率波动；开关频率fs计算公式为：

其中，l1为所述第一电感的感值，vpv为所述光伏直流电源的电压，ipv为所述光伏直流电源的电流，d1为所述第一开关管的占空比，vc1为所述第一电容的电压为，vc2为所述第二电容的电压。

与现有技术相比本发明具有如下优点：

本发明所提供的单相非隔离型光伏并网逆变器拓扑结构中，光伏板负极与交流配电网中性线直接相连，可完全消除共模漏电流；

通过调节开关频率即可实现光伏电池板输出功率与交流侧并网功率的解耦，可有效抑制直流侧两倍电网频率的功率波动，利用第一电容和第二电容来缓冲功率交直流侧的功率差异，可采用长寿命的薄膜电容以提高经济性；

采用l型滤波器并与逆变器拓扑中的电感进行磁耦合，可实现并网电流零纹波输出，有效降低滤波电感体积与滤波器复杂度。

附图说明

图1：是本发明系统电路图；

图2：是本发明系统在工作模态1期间的等效电路图；

图3：是本发明系统在工作模态2期间的等效电路图；

图4：是本发明系统在工作模态3期间的等效电路图；

图5：是本发明系统在工作模态4期间的等效电路图；

图6：是本发明系统在工作模态5期间的等效电路图；

图7：是本发明系统并网电流的仿真波形图；

图8：是本发明系统并网电流的纹波示意图；

图9：是本发明系统直流侧电压的仿真波形图。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

本实施例的电路如图1所示，光伏直流电源vpv，第一电容c1，第二电容c2，光伏板端电容cpv，开关管并联电容cs，第一电感l1，耦合电感原边自感l11，耦合电感副边自感l22，耦合电感互感lm，二极管d，第一开关管s1，第二开关管s2和单相交流配电网vg；

所述光伏直流电源vpv的正负两极分别与所述光伏板端电容cpv的正负两极连接；所述光伏直流电源vpv的正极和所述光伏板端电容cpv的正极与所述二极管d的阳极连接；所述二极管d的阴极与所述第一电感l1的一端连接；所述第一电感l1的另一端与所述第一电容c1的正极、所述耦合电感原边自感l11的一端、所述开关管并联电容cs的正极和所述第一开关管s1的漏极连接；所述第一电容c1的负极与所述第二开关管s2的源极和所述耦合电感副边自感l22的一端连接；所述耦合电感副边自感l22的另一端与所述交流配电网的火线连接；所述耦合电感原边自感l11的另一端与所述第二开关管s2的漏极和所述第二电容c2的正极连接；所述光伏直流电源vpv的负极、所述光伏板端电容cpv的负极、所述开关管并联电容cs的负极、所述第一开关管s1的源极、所述第二电容c2的负极和所述交流配电网的中性线连接。

所述光伏直流电源vpv选型为最大功率点功率181w，所对应的端电压为51.7v，用于提供光伏电池直流电源；

所述第一电容c1选型为20μf高压薄膜电容，耐压值1300v，用于缓冲交直流两侧的瞬时功率差异；

所述第二电容c2选型为20μf高压薄膜电容，耐压值1300v，用于缓冲交直流两侧的瞬时功率差异；

所述光伏板端电容cpv选型为30μf高压薄膜电容，耐压值350v，用于滤除光伏直流电源纹波；

所述开关管并联电容cs选型为47pf高压瓷片电容，耐压值3000v，用于为第一开关管s1提供零电压开通条件；

所述第一电感l1选型为20μh，耐流值25a，用于逆变器转换过程储能；

所述耦合电感原边自感l11选型为1mh，耐流值5a，用于逆变器转换过程储能；

所述耦合电感副边自感l22选型为1.2mh，耐流值5a，用于滤除并网电流纹波；

所述耦合电感互感lm选型为1mh，用于实现并网电流零纹波；

所述二极管d选型为碳化硅二极管c4d30120d，反向恢复峰值电压为1200v，用于防止直流电倒灌；

所述第一开关管s1选型为c2m0080120d，漏源极击穿电压1200v，漏源极耐流31.6a，用于控制并网电流的输出；

所述第二开关管s2选型为c2m0080120d，漏源极击穿电压1200v，漏源极耐流31.6a，用于控制并网电流的输出；

所述单相交流配电网vg选型为峰值100v，频率50hz，用于并网交流电源。

所述耦合电感原边自感l11的感值与所述耦合电感互感lm的感值相等，用于消除并网电流的开关纹波。

下面结合图1至图9介绍本发明的具体实施方式为：

设第一电感l1的电流为il1，耦合电感原边自感l11的电流为il2，耦合电感副边自感l22的电流为ig，第一电容c1的电压为vc1，第二电容c2的电压为vc2，光伏板端电容cpv的电压为vpv，开关管并联电容cs的电压为vcs。

图2～6是图1所示电路图在一个开关周期内的工作模态等效电路示意图，其中图2是第一开关管s1导通期间的等效电路示意图；图3是第一开关管s1断开，第二开关管s2未导通的死区期间的等效电路示意图；图4是第二开关管s2导通和第一二极管d1导通期间的等效电路示意图；图5是第二开关管s2导通和第一二极管d1截止期间的等效电路示意图；图6是第二开关管s2断开，第一开关管s1未导通的死区期间的等效电路示意图。以下将对各模态的工作情况进行具体分析，由于通过调频可以实现光伏电池板输出功率和交流并网功率解耦，因此第一电感l1的单个开关周期内的平均电流il1ave是恒定的，各模态分析中将不再列出il1和vc3的变化率表达式，在稳态分析中使用il1ave代替第一电感l1的电流值il1，实现il1ave恒定的开关频率fs的解析式将在模态分析后续部分给出。需指出的是，以下若存在未特别详细说明的过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。

如图2所示，为模态1：

第一开关管s1导通，光伏直流电源vpv和光伏板端电容cpv给第一电感l1充电，耦合电感原边自感l11给第二电容c2充电，耦合电感副边自感l22给第一电容c1充电。此模态下相关的电气参数关系式为：

如图3所示，为模态2：

第一开关管s1断开，第二开关管s2未导通，s2的反并联二极管导通，此过程即为第一开关管s2的零电压开通条件的实现过程。第一电感l1向开关管并联电容cs、耦合电感原边自感l11和第一电容c1放电，耦合电感原边自感l11给第二电容c2充电，耦合电感副边自感l22给第一电容c1充电。当开关管并联电容cs的电压vcs等于vc1+vc2时停止充电，此模态下相关的电气参数关系式为：

如图4所示，为模态3：

第二开关管s2导通，二极管d导通，第一电感l1给耦合电感原边自感l11和第一电容c1充电，耦合电感原边自感l11给第二电容c2充电，耦合电感副边自感l22给第一电容c1充电。此模态下相关的电气参数关系式为：

如图5所示，为模态4：

第二开关管s2导通，二极管d截止，第一电容c1给耦合电感原边自感l11充电，第二电容c2给耦合电感副边自感l22充电。此模态下相关的电气参数关系式为：

如图6所示，为模态5：

第二开关管s2断开，第一开关管s1未导通，第四电容c4向耦合电感原边自感l11和第一电容c1放电，当开关管并联电容cs的电压vcs等于0时停止放电，此过程即为第一开关管s1的零电压开通条件的实现过程。耦合电感原边自感l11给第二电容c2充电，耦合电感副边自感l22给第一电容c1充电，此模态下相关的电气参数关系式为：

根据以上各模态的分析，对耦合电感原边自感l11和耦合电感副边自感l22分别运用伏秒平衡原则分析稳态情况下系统各参数之间的关系，以下大写字符表示的变量均为相应变量的稳态值。设第一开关管s1开通的时间为d1ts，其中d1为第一开关管s1的占空比，ts为开关周期，针对耦合电感原边自感l11可得：

(lm(1-d1)+l22d1)vc2-(l22(1-d1)+lmd1)vc1-lmvg＝0(6)

针对耦合电感副边自感l22可得：

(l11(1-d1)+lmd1)vc2-(lm(1-d1)+l11d1)vc1-l11vg＝0(7)

结合(6)式和(7)式可得：

整理(1)式第一项可得：

整理(3)式第一项可得：

结合(8)式、(9)式和(10)式可知：当lm＝l11时可得dig/dt＝0，进而实现并网电流零纹波输出。设第二开关管开通期间il1下降至0的时间相对于开关周期的占空比为d2，针对第一电感l1可得：

第一电感l1的电流il1是断续的，其单周期平均电流为：

由于稳态情况下光伏板端电容的电压vpv是恒定的，因此il1ave＝ipv，其中ipv为光伏电池板输出电流，则调节开关频率满足下式时，即可实现il1ave恒定，进而实现光伏输出功率与交流侧并网功率的解耦，消除直流侧两倍电网频率功率波动。

上述实施例是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所做的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

应当理解的是，上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。