一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路的制作方法

本发明涉及一种dc-dc开关电源，尤其涉及一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路。

背景技术：

目前，在工业自动化控制中，轨装式信号隔离器被广泛应用，在传统的轨装式信号隔离器中采用稳压电源大多采用推挽自激变换电路。这种控制方式的电路由于效率低，功耗大，纹波及噪声干扰大问题不好解决，对推挽变换电路的输出开关功率对管要求高，如果匹配不好，会由于功率开关的参数不一致或不对称造成高频变压器磁芯的单向偏磁现象，进而引起磁芯饱和造成输出开关功率对管损坏。

技术实现要素：

本发明提供了一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路，可以有效解决上述问题。

本发明是这样实现的：

一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路，包括顺序连接的emi滤波电路、ldo稳压电路、半桥变换电路、输出整流滤波电路，还包括与所述半桥变换电路连接的半桥驱动电路；所述半桥驱动电路包括：反馈式变压器e2的次级绕组t2、上管触发电路、下管触发电路；所述半桥变换电路包括：半桥功率开关管电路、反馈式变压器e2的初级绕组t1、主变压器e1、半桥电容桥臂电路；其中：所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第1端连接于所述上管触发电路与所述下管触发电路之间；所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第2端分别与所述半桥功率开关管电路、所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第4端连接；所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第3端与所述主变压器e1的初级绕组t3的第2端连接，所述主变压器e1的初级绕组t3的第1端与所述半桥电容桥臂电路连接。

作为进一步改进的，所述半桥功率开关管电路包括：npn三极管q11、pnp三极管q12，所述半桥电容桥臂电路包括：电容c7、电容c8，其中：定义所述npn三极管q11的集电极与所述ldo稳压电路正输出端的连接处为节点a，且所述npn三极管q11的发射极与所述pnp三极管q12的发射极的连接处为节点b；所述pnp三极管q12的集电极接地设置，所述节点b分别与所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第2端及所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第4端连接；所述电容c7、所述电容c8顺序串联于所述节点a以及接地端gnd之间；所述主变压器e1的初级绕组t3的第1端连接于所述电容c7以及所述电容c8之间；所述主变压器的初级绕组t3的第2端与所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第3端连接。

作为进一步改进的，所述上管触发电路包括：电阻r3、电容c5、二极管d1，所述下管触发电路包括：电阻r4、电容c6、二极管d2，其中：所述电阻r3、二极管d1、二极管d2以及电阻r4顺序串联于所述节点a及接地端gnd之间，且所述电容c5与所述二极管d1并联，所述电容c6与所述二极管d2并联；所述npn三极管q11的基极连接于所述电阻r3与所述二极管d1的负极之间；所述pnp三极管q12的基极连接于所述电阻r4与所述二极管d2的正极之间；且所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第1端连接于所述二极管d1与所述二极管d2之间。

作为进一步改进的，所述emi滤波电路(10)外接一直流电源。

作为进一步改进的，所述直流电源电压范围是20v至30v。

作为进一步改进的，所述输出整流滤波电路输出直流电压。

作为进一步改进的，所述直流电压值为24v。

本发明实施例提供的一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路，采用一个体积较小的工作在饱和状态的反馈式变压器e2来控制功率开关管(这里指npn三极管q11和pnp三极管q12)工作状态的转换，此反馈式变压器e2包含一组初级绕组和一组次级绕组；还采用一个工作在线性状态的主变压器e1来控制电压的变换和功率的传输，此主变压器是功率变压器，此主变压器e1包含一组初级绕组和一组次级绕组。

本发明实施例在工作过程中，由反馈式变压器来控制功率开关管工作状态的转换，具体是当npn三极管q11关断时，pnp三极管q12导通，而后又由反馈式变压器e2控制pnp三极管q12关断，npn三极管q11导通，这种方式由一个晶体管的关断过程起动另一个晶体管的导通过程，所以消除了交叉导通。由于反馈变压器e2的正向和反向伏秒与主变压器e1的相等，所以主变压器e1的阶梯形饱和不会出现，甚至两个晶体管储存时间上的差异也能得调节。

通过这种方式，此电源变换器电路的工作特性有了很大的改善，可以消除功率开关管导通和关断时出现的电流尖峰，使功率变压器具有更好的效率，功耗降低。采用这种工作方式，功率开关管的参数可以保持一致，这样可以避免出现变压器磁芯的单向偏磁现象。并且由于该电源变换器电路的开关动作是由一个体积较小的反馈式变压器的饱和来控制，而不是主变压器(功率变压器)来控制，这样主变压器不会进入饱和状态就不易造成功率开关管的损坏。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施方式的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1是本发明实施例提供的一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路的原理框图。

图2是本发明实施例提供的一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路的电路图。

图3是本发明实施例提供的反馈式变压器的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施方式的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施方式中的附图，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施方式的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

在本发明实施例中，参照图1和图2所示，包括顺序连接的emi滤波电路10、ldo稳压电路20、半桥变换电路30、输出整流滤波电路50，还包括与所述半桥变换电路30连接的半桥驱动电路40；所述半桥驱动电路40包括：反馈式变压器e2的次级绕组t2、上管触发电路402、下管触发电路401；所述半桥变换电路30包括：半桥功率开关管电路301、反馈式变压器e2的初级绕组t1、主变压器e1、半桥电容桥臂电路302；所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第1端连接于所述上管触发电路402与所述下管触发电路401之间；所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第2端分别与所述半桥功率开关管电路301、所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第4端连接；所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第3端与所述主变压器e1的初级绕组t3的第2端连接，所述主变压器e1的初级绕组t3的第1端与所述半桥电容桥臂电路302连接。

在本发明实施例中，上述反馈式变压器e2仅包含一组初级绕组t1，一组次级绕组t2；上述主变压器e2仅包含一组初级绕组t3，一组次级绕组t4，这种电路结构简单易实现。参照图3所示，所述反馈式变压器e2仅包含一组初级绕组t1，一组次级绕组t2。这种结构简单，优于现有的一些变换电路中采用多组初级绕组和多组次级绕组的情况。所述反馈式变压器e2可采用屏蔽式表面贴装小型的变压器(长×宽×高＝7.3mm×7.3mm×4.5mm)，具有低磁漏，低直流电阻，短小轻薄的特点，能使所述反馈式变压器e2产生的电磁场对其它元件产生的干扰电压变得很小，可以很好的解决现场轨装式信号隔离器密集安装时相互之间产生的电磁干扰问题。

在本实施例中，所述emi滤波电路10是由共模电感l1、电容c1组成的，其中：所述共模电感的第1端与外接电源dc+连接，所述共模电感的第2端与外接电源dc-连接，所述共模电感的第3端与第4端之间连接所述电容c1，所述共模电感的第4端连接接地端gnd。这里说的外接电源是直流电源，电压值可选范围是20v至30v。所述emi滤波电路10是一种由电感和电容组成的低通滤波器，它能让低频的有用信号顺利通过，而对高频干扰有抑制作用。

在本实施例中，所述ldo稳压电路20，由低压差稳压芯片u1、电阻r2、电阻r1、电容c2组成，其中所述低压差稳压芯片u1的第3端与所述共模电感的第3端连接，所述低压差稳压芯片u1的的第1端与所述电阻r1连接之后再与所述共模电感的第4端连接，所述低压差稳压芯片u1的第2端与第1端之间还连接所述电阻r2，所述电容c2一端与所述低压差稳压芯片u1的的第2端连接，另一端与所述共模电感的第4端连接。所述ldo稳压电路20用于将外部直流电源电压(可命名为ua)变成所需电压(可命名为ub)。例如，外部直流电源电压可以是20v至30v之间的某一电压值ua，经过ldo稳压电路20后，变成所需电压值ub，比如为18v。所述ldo稳压电路的正输出端与负输出端(接地端)连接至所述半桥变换电路30。

在本实施例中，所述半桥变换电路30包括：半桥功率开关管电路301、反馈式变压器e2的初级绕组t1、主变压器e1、半桥电容桥臂电路302；所述半桥功率开关管电路301包括：npn三极管q11、pnp三极管q12，所述半桥电容桥臂电路302包括：电容c7、电容c8，其中：定义所述npn三极管q11的集电极与所述ldo稳压电路正输出端的连接处为节点a，并且定义所述npn三极管q11的发射极与所述pnp三极管q12的发射极的连接处为节点b；所述pnp三极管q12的集电极接地设置，所述节点b分别与所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第2端及所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第4端连接；所述电容c7、所述电容c8顺序串联于所述节点a以及接地端gnd之间；所述主变压器e1的初级绕组t3的第1端连接于所述电容c7以及所述电容c8之间；所述主变压器e1的初级绕组t3的第2端与所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的第3端连接。采用这种连接结构，当电路通电后，由于所述电容c5被充电，当所述电容c5上的电压达到一定数值时(这里是指电压值是可以让所述npn三极管q11导通)，所述npn三极管q11导通，在这个过程中，通过所述反馈式变压器e2的初级绕组t1的电流在变化，所以所述反馈式变压器e2产生变化的磁通量，当所述反馈式变压器e2的磁芯达到饱和时，由所述反馈式变压器e2的次级绕组t2来控制所述npn三极管q11的关断，控制所述pnp三极管q12的导通。这种连接结构使得由一个晶体管的关断过程起动另一个晶体管的导通过程，可以消除交叉导通带来的电流尖峰问题。

在本实施例中，所述半桥功率开关管电路301其实可以用芯片来代替，比如采用型号为smbta06upn的芯片，此芯片内部实际上就是由一个npn三极管和一个pnp三极管构成的。

在本实施例中，所述半桥驱动电路40除了包括所述反馈式变压器e2的次级绕组t2之外，还包括上管触发电路402、下管触发电路401，所述上管触发电路402包括：电阻r3、电容c5、二极管d1，所述下管触发电路401包括：电阻r4、电容c6、二极管d2，其中：所述电阻r3、二极管d1、二极管d2以及电阻r4顺序串联于所述节点a及接地端gnd之间，且所述电容c5与所述二极管d1并联，所述电容c6与所述二极管d2并联；所述npn三极管q11的基极连接于所述电阻r3与所述二极管d1的负极之间；所述pnp三极管q12的基极连接于所述电阻r4与所述二极管d2的正极之间；且所述反馈式变压器e2的次级绕组t2的第1端连接于所述二极管d1与所述二极管d2之间。这种电路连接方式中，所述上管触发电路402用于驱动所述npn三极管q11工作，所述下管触发电路401用于驱动所述pnp三极管q12工作。在本实施例中，所述反馈式变压器e2是电流变压器，晶体管基极驱动电流是由功率开关管(三极管)集电极电流和所述反馈式变压器e2匝数比来确定。

在本实施例中，所述输出整流滤波电路50包括电容c9、电容c10、二极管d3、二极管d4、电容c11，其中所述主变压器e1的次级绕组t4的第3端连接至所述电容c9的一端与所述电容c10的一端之间，所述主变压器e1的次级绕组t4的第4端连接至所述二极管d3的正极与所述二极管d4的负极之间，所述电容c9的另一端与所述二极管d3的负极连接，所述电容c10的另一端与所述二极管d4的正极连接，所述二极管d3的负极与所述二极管d4的正极之间还连接电容c11。所述电容c9、上述电容c10、所述二极管d3、所述二极管d4组成了全桥倍压整流电路，经过所述主变压器e1的次级绕组t4之后的交流电压流过所述输出整流滤波电路50之后，在所述电容c11上获得直流电压。所述主变压器e1工作在线性状态，可以控制电压的变化和功率的传输，是一种功率变压器。由于该电源变换器电路在整流输出环节采用全桥倍压整流电路，这是一种输出电压纹波小、功耗小、效率高的稳压电源控制电路，可在很大程度减少主变压器的升压倍数，使主变压器的设计变得简单，可以大大减少主变压器的体积，从而减小了电源模块的体积和重量。所以该电路的拓扑适合对于电源体积要求较高的场合，尤其是对体积要求比较小的工业现场使用的轨装式信号隔离器电源。

参照图2所示，本发明实施例的工作过程为：外接直流电压的范围为20v～30v，当电路接通后，外接直流电压经所述emi滤波电路10中lc滤波之后，输入所述ldo稳压电路20，由所述ldo低压差稳压芯片u1变换成所需的直流电压，比如变换成18v直流电压。此电压加在所述半桥变换电路30、所述半桥驱动电路40上。对于所述半桥变换电路30，18v直流电压是加在所述npn三极管q11(上桥npn三极管q11)集电极上。对于所述半桥驱动电路40，18v直流电压经所述电阻r3(上管偏置电阻r3)、所述反馈式变压器e2的次级绕组t2给所述电容c5(上桥加速电容c5)充电，当上桥加速电容c5上的电压达到能使上桥npn三极管q11导通时，此时电流流向为：18v电源、所述上桥npn三极管q11、所述反馈式变压器e2的初级绕组t1、所述主变压器e1的初级绕组t3、所述电容c8(上桥电容c8)、0v(接地端gnd)，形成回路。

此时，在所述反馈式变压器e2的初级绕组t1上，电流流向为:从第4端至第3端，或者说从下至上，形成下正上负的电动势。根据同名端原理，在所述反馈式变压器e2的次级绕组t2上，电流流向为：从第1端至第2端，或者说从上至下，形成上正下负的感应电动势，此感应电动势使所述上桥npn三极管q11集电极电流进一步增加，这是一个正反馈的过程，概括的说是所述半桥驱动电路30对所述半桥变换电路40的正反馈。这一正反馈，使所述半桥变换电路30所述上桥npn三极管q11集电极电流进一步增加，最后结果是，所述上桥npn三极管q11很快就达到饱和导通的状态。流过所述初级绕组t1的电流以及由此电流引起的磁通也会线性地增加，当所述反馈式变压器e2磁芯的磁通量接近或者达到饱和值时，所述上桥npn三极管q11集电极的电流就会急剧的增加，而所述反馈式变压器e2磁通量的变化率接近于零，因此所述反馈式变压器e2的初级绕组t1、次级绕组t2上的感应电动势也接近零。于是所述上桥npn三极管q11的基极上电流减小，集电极电流也随之开始下降，由于正反馈作用，所述反馈式变压器e2的初级绕组t1上电压将反向形成上正下负的电动势，所述反馈式变压器e2的次级绕组t2形成下正上负的电动势，此时所述pnp三极管q12(下桥pnp三极管q12)导通，所述上桥npn三极管q11完全关断。之后所述下桥pnp三极管q12将进行与所述上桥npn三极管q11相同的工作周期。

经过所述半桥变换电路30和所述半桥驱动电路40处理后的交流电压由所述主变压器e1的次级绕组t4输入至所述整流滤波电路50，由所述二极管d3、所述二极管d4和所述电容c9、所述电容c10组成的全桥倍压整流电路进行处理，最后在所述电容c11上获得24v直流电压。

从上述工作过程来看，此电路实质是一种电源变换器电路，在整个过程中，是由所述上桥npn三极管q11的关断过程来启动所述下桥pnp三极管q12的导通过程，而后又由所述下桥pnp三极管q12的关断来启动所述上桥npn三极管q11的导通。而这个动作过程是由所述反馈式变压器e2的饱和来控制的。在这种电源拓扑结构中，因为是由一个晶体管的关断过程起动另一个晶体管的导通过程，所以这种电路结构可以消除三极管交叉导通带来的问题。长期来看，由于所述反馈式变压器e2的正向伏秒和反向伏秒与所述主变压器e1的相等，所以所述主变压器e1的阶梯型饱和不会出现，这一过程中，甚至两个晶体管储存时间上的差异也能得到调节。而目前现有的推挽变换电路中，输出对开关功率管的要求高，如果匹配不好，会由于功率开关管的参数不一致或不对称造成高频变压器磁芯的单向偏磁现象，进而引起磁芯饱和造成输出开关功率对管损坏。显然，本发明提供一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路可解决这个问题。

在本实施例中，所述一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路采用一个工作在饱和状态的反馈式变压器来控制功率开关管工作状态的转换，采用一个工作在线性状态的主变压器来控制电压的变换和功率的传输。特别地，所述反馈式变压器e2仅包含一组初级绕组t1，一组次级绕组t2；所述主变压器e2仅包含一组初级绕组t3，一组次级绕组t4，这种电路结构简单易实现。这种电路结构，让电源变换器电路的工作特性有了很大的改善，可以消除开关管导通和关断时出现的电流尖峰，使功率变压器具有更好的效率。并且由于该电源变换器的开关动作是由一个体积较小的反馈式变压器的饱和来控制，而不是主功率变压器来控制，这样主功率变压器不会进入饱和状态就不易造成输出开关功率对管的损坏。

以上所述仅为本发明的优选实施方式而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。