结合即时采样的预测无差拍重复控制优化方法与流程

本发明属于电力控制与应用技术领域。

背景技术：

低压配电网主要为居民和农网供电，负荷多种多样且波动大，存在着较为严重的谐波污染、三相不平衡和无功负荷大等电能质量问题。谐波电流在配电网中会产生局部谐振、使变压器等设备产生较大的附加损耗，影响甚至威胁设备运行等；三相不平衡可能会导致某相电压过高或过低，从而严重影响设备正常工作，而且使中性线和发电机等设备产生附加损耗；无功会导致线路负载能力下降，增加额外的线路损耗等。因此，低压配电网需要合适的补偿治理方案对其进行处理。目前，pwm变流器可以同时补偿谐波、不平衡和无功，并且响应速度快，无极调节，是公认的治理低压配电网电能质量问题的有效手段。

pwm变流器的核心环节为电流内环控制算法，电流内环算法传统控制方式有模型预测控制、滞环控制、pi控制、比例谐振控制、重复控制和无差怕控制等。模型预测控制通过模型预测寻找最优点控制具有响应速度快，控制精度较高等特点，但理论对其稳定性与控制精度分析尚有难度；滞环控制是一种变结构控制方式，是实时控制，具有响应速度快、算法简单，但其输出频率变化不利于滤波器设计且理论分析较难；pi控制算法成熟稳定，但响应速度较慢；比例谐振控制通过让某个频率具有高增益而达到高精度控制，然而谐波补偿需对每个频率设置比例谐振控制器，算法较为复杂。重复控制可以实现多频率的高增益来实现高精度控制但其响应速度慢；而无差拍控制具有响应快、无超调和算法简单、利于分析等特点被广泛的研究与应用，但由于控制延时问题，存在控制精度与稳定裕度问题。

技术实现要素：

本发明的目的是针对无差拍控制的控制延时问题，以预测无差拍控制补偿为基础，结合即时采样方法对其控制算法进行优化的结合即时采样的预测无差拍重复控制优化方法。

本发明步骤是：

(1)将pwm等效为zoh，相当于0.5拍延迟，采用预测无差拍控制进行补偿；其第k个控制周期时预测无差拍控制模型为：

其中，l为实际电感值，iref(k+2)为k时刻指令电流，i(k)为流入逆变器k时刻采样电流，uinv(k)为第k时刻计算出的逆变器输出电压，us(k)为uinv(k)输出时对应的实际电网电压；建立其闭环传递函数

其中，为系统设定电感值，glcl(z)为：

其中，ts为控制周期；zoh等效为0.5拍延迟，zoh近似等效为：

(2)为了有效降低1.5拍控制延时，通过即时采样将采样点设置在波峰采样，将采样点超前0.5拍，该采样点开关纹波电压平均值为0，将总控制延迟缩短至1拍，经过lcl高频滤波，此时采样前馈电压延迟缩短至0.5拍；

考虑采样电压等于实际电压us(k)，将zoh和延迟半拍环节近似为延迟一拍环节，建立优化前和优化后的闭环传递函数：

(3)将预测无差拍和重复控制结合，建立整个系统的误差传递函数：

通过小增益定理，来保证重复控制系统的稳定

||q(z)[1-krcb(z)g(z)]||＜1(7)

其中，krc为重复控制比例系数，q(z)为内模传函，q(z)采用零相移低通滤波器，其z域传函为：

q(z)＝0.2z+0.6+0.2z^-1(8)

b(z)为补偿传函

本发明有效提高了系统的稳定裕度与控制精度，然后结合重复控制算法实现高控制精度，对电流内环进行综合优化，使电流内环同时兼顾响应速度、控制精度与稳定裕度。使系统兼顾控制精度、响应速度与稳定裕度，有效补偿了无差拍控制延时问题。

附图说明

图1是针对预测无差拍控制的即时采样优化执行过程图；

图2是优化的即时采样结合无差拍的结构框图；

图3是检测现场传感器布置示意图；

图4是针对预测无差拍控制的即时采样优化执行过程图；

图5是优化的即时采样结合无差拍的结构框图；

图6是优化的即时采样结合无差拍重复控制的结构框图；

图7是当krc＝0.15时以kl为变量的公式(7)的幅频特性曲线；

图8是公式(6)的幅频特性曲线；

图9是三相负载电流波形；

图10是采用无差拍控制补偿后的网侧电流波形；

图11是采用即时采样优化的无差拍控制补偿后的网侧电流波形；

图12是采用即时采样优化的无差拍重复控制补偿后的网侧电流波形；

图13是设置kl＝1.8时，未优化的预测无差拍重复控制电流波形图；

图14是设置kl＝1.8时，优化的预测无差拍重复控制电流波形图；

图15是设置kl＝0.6时，未优化的预测无差拍重复控制电流波形图；

图16是设置kl＝0.6时，优化的预测无差拍重复控制电流波形图。

具体实施方式

本发明步骤：

(1)对于实际无差拍控制系统采样完成后需要一个控制周期进行计算，故会产生1拍的延迟，为准确描述pwm调制特点，将pwm等效为zoh，相当于0.5拍延迟，该1.5拍延迟导致直接采用无差拍控制的不稳定，首先采用预测无差拍控制进行补偿。其第k个控制周期时预测无差拍控制数学模型为：

其中，l为实际电感值，iref(k+2)为k时刻指令电流。i(k)为流入逆变器k时刻采样电流，uinv(k)为第k时刻计算出的逆变器输出电压，us(k)为uinv(k)输出时对应的实际电网电压。

由于实际电网电压需要在计算完成输出uinv(k)之后，故考虑提前采样前馈电压近似实际电压us(k)，建立其闭环传递函数如公式(2)

其中，为系统设定电感值，应尽量与实际电感值相等获取高控制精度，

glcl(z)为：

其中，ts为控制周期。zoh等效为0.5拍延迟，

zoh近似等效为：

(2)即时采样是将采样时刻移向调制信号装载时刻的一种采样方法，为了有效降低1.5拍控制延时，本文采用该方法对预测无差拍控制进行进一步优化。通过即时采样将采样点设置在波峰采样，将采样点超前0.5拍，该采样点开关纹波电压平均值为0，有效避免了与开关噪声的混叠问题，并将总控制延迟缩短至1拍。对于前馈电压采样，由于开关纹波经过lcl高频滤波，开关纹波电压分量已有很大衰减，故可直接在pwm装载时刻前进行采样，此时采样前馈电压延迟缩短至0.5拍。

考虑采样电压等于实际电压us(k)，将zoh和延迟半拍环节近似为延迟一拍环节，可建立优化前和优化后的闭环传递函数如公式(5)所示：

(3)重复控制能够很好地消除稳态周期误差，提高系统控制精度，将预测无差拍和重复控制结合，建立整个系统的误差传递函数如公式(6)所示：

通过小增益定理，来保证重复控制系统的稳定

||q(z)[1-krcb(z)g(z)]||＜1(7)

其中，krc为重复控制比例系数，q(z)为内模传函，q(z)采用零相移低通滤波器，

其z域传函为：

q(z)＝0.2z+0.6+0.2z^-1(8)

b(z)为补偿传函。为了保证系统稳定，

其b(z)为：

本发明的一种用于结合即时采样的预测无差拍重复控制优化，用预测无差拍控制让控制系统能够稳定，结合即时采样算法优化采样时刻有效将整个控制延迟从1.5拍降为1拍，第k时刻无差拍采样前馈电压与实际电压us(k)从1.5拍延迟降为0.5拍，之后再结合重复控制算法进一步提高系统控制精度。

pwm(pulsewidthmodulation)脉宽调制技术；

zoh(zeroorderhold)是零阶保持器；

lcl滤波器，是滤波器的一种结构形式，头部是一组电感在串联，中间部分是并联的安规电容，尾部又串联了一组电感上去。

(1)如图1，通过合理优化采样位置在波峰进行采样，将无差拍采样前馈电压在装载pwm时进行采样，有效降低了系统控制延时。

(2)对加入即时采样优化前后的无差拍控制系统进行建模，分别如图2和图3，建立传递函数如公式(5)，分析系统优化前后的稳定裕度与控制精度分别如图4和图5所示，其中kl为优化后系统的稳定裕度0＜kl＜2。

(3)如图6，建立加入重复控制系统的控制模型，为保证控制系统的稳定，通过确定电感变化范围的要求取合适的krc值以保证公式(7)(小增益定理)的成立，如当krc＝0.15时以kl为变量的公式(7)的幅频特性曲线如图7所示，可以看出0.2＜kl＜1.8时加入重复控制系统是稳定的，分析公式(6)的幅频特性曲线如图8所示，加入重复控制系统后在50hz以及该倍数频率的位置上衰减程度。

实验分析实验为三电平pwm变流器对三相不平衡、谐波和无功电流进行补偿，图9为三相负载电流波形，各相负荷电流的thd分别为a相19.6％、b相10.3％、c相20.1％。图10为只采用无差拍控制补偿后的网侧电流，可见网侧电流变平衡，三相thd降为5.5％左右。图11为样机采用优化后的预测无差拍控制补偿后网侧电流波形，三相thd直接降为3％左右。图12为样机采用krc＝0.04时，优化后的预测无差拍重复控制补偿后网侧电流波形，三相thd降为2.7％左右，波形更加平滑且三相平衡度进一步提高，中性线电流进一步减少，从而验证了控制算法的有效提高了控制精度。

通过在控制程序中修改kl来验证系统的鲁棒性，当设置kl＝1.8时，未优化和优化的预测无差拍重复控制电流波形分别如图13和图14所示，未优化的预测无差拍重复控制电流波形出现了震荡，而优化的预测无差拍重复控制补偿稳定，thd在3％左右。当设置kl＝0.6时，未优化和优化的预测无差拍重复控制电流波形分别如图15和图16所示，未优化预测无差拍重复控制波形thd为5.5％左右，优化的预测无差拍重复控制波形thd为4.8％左右，故优化后的无差拍重复控制系统具有更好的抗电感变化的稳定性。