基于混合H桥的单相五电平功率因数校正电路的制作方法

本发明涉及一种功率因数校正电路，具体涉及一种基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，多电平功率因数校正电路的研究和应用得到广泛的关注，其中五电平高功率因数升压变换器是目前最为流行的研究方面之一。五电平高功率因数校正电路需要满足单位功率因数、谐波含量低和直流侧电压稳定等要求；传统五电平功率因数校正电路多采用二极管钳位电路和飞跨电容钳位电路实现五电平输出，其结构复杂，控制系统设计难度较大；同时基于二极管钳位型和飞跨电容型的五电平功率因数电路可靠性能差。

技术实现要素：

本发明的目的主要在于针对现有五电平拓扑结构多为对称h桥式结构，该类型结构存在可控器件多、控制系统设计难度大和可靠性不足等缺点。而提出一种基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，该电路结构具有成本低、可靠性能高且控制系统设计简单等优点。这样在一定程度上降低电路体积，减小开关损耗，提高功率密度。

本发明采取的技术方案为：

基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，包括电感l，开关管q1、q2、q3，二极管d1～d9，电容c1、c2；

交流电源vs一侧分别连接二极管d1阳极、二极管d2阴极，该连接节点构成端点b；

交流电源vs另一侧连接电感l一端，电感l另一端分别连接二极管d3阳极、二极管d4阴极；电感l另一端与二极管d3、d4的连接节点构成端点a；

开关管q3漏极分别连接二极管d1阴极、二极管d3阴极、二极管d7阳极、开关管q1漏极；开关管q3漏极与二极管d1、d3、d7、开关管q1漏极的连接节点构成端点c；

开关管q3源极分别连接二极管d2阳极、二极管d4阳极、二极管d8阴极、开关管q2源极；开关管q3源极与二极管d2、d4、d8、开关管q2源极的连接节点构成端点d；

开关管q2源极连接开关管q1漏极，其连接节点构成端点n；

二极管d7阴极连接电容c1一端，其连接节点构成端点p；

电容c1另一端连接电容c2一端，连接点与端点n连接；

电容c2负极连接二极管d8阳极，其连接节点构成端点m；

开关管q1反并联二极管d5，开关管q2反并联二极管d6，开关管q3反并联二极管d9；

端点p、端点m分别连接负载rl两端。

所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合h桥网络结构四端口，混合h桥的两边桥臂分为二极管和全控器件组成。

所述开关管q1、q2、q3为绝缘栅型双极晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct、或者电力场效应晶体管mosfet。

所述电容c1、c2为串联直流母线分裂电容。

本发明一种基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，技术效果如下：

1：基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，结构创新点：该五电平拓扑融合二极管和全控器件，发明高可靠性能的混合h桥四端网络结构，利用全控开关管实现功率路径的选择，利用二极管d7、d8做到直流母线功率单向流通。此发明拓扑同时具备boost升压、整流、五电平功率因数校正的特点。

2：本发明中提出一种基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，该新型拓扑为混合h桥式的四端口网络结构，基于混合h桥式电路模块可用作为五电平模块化的功率单元。

3：在单位功率因数校正电路拓扑结构中融入混合h桥式五电平拓扑；在整流器拓扑结构中引入升压过程，应用全控器件和不控器件的融合技术，使其在结构上具有模块化，便于该模块电路的实用和级联；另外，基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路中多次应用到开关管体二极管作为导通回路，在开关管开通脉冲丢失情况下任然可以实现对负载正常供电，一定程度降低故障损失，提高单相五电平功率因数校正电路工作可靠性。

4：本发明电路中混合h桥结构可靠性能高、驱动电路少且同时具备升压、整流、五电平功率因数校正的特点，另外本发明拓扑多采用二极管器件不需要控制来相互配合实现五电平，该电路的控制系统设计较为简单易行，本发明适用于中小功率场合应用。

5：本发明提出的混合h桥结构具有驱动电路少，可靠性能高等优点；另外多采用二极管器件不需要控制来相互配合完成五电平，该电路的控制系统设计较为简单易行，使得本发明拓扑适用于中小功率场合应用。该拓扑同时具备升压、整流、五电平功率因数校正的特点。

6：为保证本发明拓扑广泛应用于工业，本发明拓扑结构采用双环pi控制方式，采用电压作为外环控制量，电流作为内环控制，内环电流控制主要目的在于实现电流的正弦化，保证电流波形出现较大的畸变。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图1为本发明的电路拓扑结构一。

图2为本发明的开关模式一流向图。

图3为本发明的开关模式二流向图。

图4为本发明的开关模式三流向图。

图5为本发明的开关模式四流向图。

图6为本发明的开关模式五流向图。

图7为本发明的开关模式六流向图。

图8为本发明的控制策略框图。

图9为本发明的拓扑整流器输入电压vab电压波形图。

图10为本发明的拓扑输入电压电流波形图。

图11为本发明的拓扑输出直流侧电压电流波形图。

具体实施方式

如图1所示，基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，包括电感l，开关管q1、q2、q3，二极管d1～d9，电容c1、c2；

交流电源vs一侧分别连接二极管d1阳极、二极管d2阴极，该连接节点构成端点b；

交流电源vs另一侧连接电感l一端，电感l另一端分别连接二极管d3阳极、二极管d4阴极；电感l另一端与二极管d3、d4的连接节点构成端点a；

开关管q3漏极分别连接二极管d1阴极、二极管d3阴极、二极管d7阳极、开关管q1漏极；开关管q3漏极与二极管d1、d3、d7、开关管q1漏极的连接节点构成端点c；

开关管q3源极分别连接二极管d2阳极、二极管d4阳极、二极管d8阴极、开关管q2源极；开关管q3源极与二极管d2、d4、d8、开关管q2源极的连接节点构成端点d；

开关管q2源极连接开关管q1漏极，其连接节点构成端点n；

二极管d7阴极连接电容c1一端，其连接节点构成端点p；

电容c1另一端连接电容c2一端，连接点与端点n连接；

电容c2负极连接二极管d8阳极，其连接节点构成端点m；

开关管q1反并联二极管d5，开关管q2反并联二极管d6，开关管q3反并联二极管d9；

端点p、端点m分别连接负载rl两端。

所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合h桥网络结构四端口，混合h桥的两边桥臂分为二极管和全控器件组成。该新型拓扑为在混合h桥式的四端口网络结构，该混合h桥式的四端口网络结构可用作为五电平模块化的功率单元模块。

所述开关管q1、q2、q3为绝缘栅型双极晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct、或者电力场效应晶体管mosfet。

所述电容c1、c2为串联直流母线分裂电容，分裂电容采用两个电容值相同的电容串联构成，由电容串联分压可知，串联电容值相同的电容，串联电压各承受一半，其主要做到将直流侧电压进行分压，构造出母线电压一半的中点，其目的在于完成电平的抬升。

如图1所示，电流il为电感输出电流，idc为负载电流输出值，vdc为负载rl两端的输出电压值，拓扑多次利用到开关管mosfet反并联二极管作为电路的导通回路，一定程度上节约设计成本。

基于混合h桥的单相五电平功率因数校正电路，包括以下开关模式：

开关模式一：如图2所示，此时为交流电源vs的正半周，开关管q3导通，电流经过电感l，开关管q3，最后经过二极管d2、d3流回，此过程电感l储能，负载rl由电容c1、c2供电；

开关模式二：如图3所示，此时为交流电源vs的正半周，开关管q1导通，电流经过电感l，二极管d3、d8、d2以及电容c2，此过程中，交流电源vs和电感l同时对电容c2充电，负载rl由电容c1电供，开关模式一、开关模式二的转换过程是一个boost升压过程；

开关模式三：如图4所示，此时为交流电源vs的正半周，电流经过电感l，二极管d3、d7、d8、d2以及电容c1、c2，此过程中，交流电源vs和电感l同时给负载rl和电容c1、c2供电，电容c1、c2充电；

开关模式四：如图5所示，此时为交流电源vs的负半周，开关管q3导通，电流经过二极管d1、d4，开关管q3，最后经过电感l回到交流电源vs，此过程中，电感l储能，负载rl由电容c1、c2供电；

开关模式五：如图6所示，此时为交流电源vs的负半周，开关管q2导通，电流经过二极管d1、d8、d4、d7、以及分裂电容c1，最后，流过电感l回到交流电源vs，此过程中，交流电源vs和电感l同时给电容c1充电，开关模式四到开关模式五的转换过程是一个boost升压过程；

开关模式六：如图7所示，此时为交流电源vs的负半周，电流经过二极管d1、d4、d7、d8以及电容c1、c2，经过电感l回到交流电源vs，此过程中，交流电源vs和电感l同时给负载rl和电容c1、c2供电，电容c1、c2充电。

图8为本发明拓扑结构所采用的控制策略框图，本发明拓扑结构双闭环pi控制方法实现闭环系统控制，其中，电压作为控制回路的外环控制，电流作为内环控制方式，采用电流内环控制的主要原因在于实现电流波形的正弦化，同时电流内环的输出通过等效电路输入输出函数表达式得到一个参考电压向量，使其用作脉宽调制波的控制参量，通过对电网电压采样，采用锁相环(pll)实现控制输入电压的另外一个参考量作为调制波输入。

实验参数：

交流电源峰值220v，输出直流电压vdc为250v，电阻负载为40ω，滤波电感为2mh，分裂电容c1＝c2＝1000μf，开关频率为100khz。拓扑结构控制方式采用如图8所示的方式实现，由拓扑结构稳态回路电压方程可得：

其中，l为线性电感l＝2mh，r为电感等效电阻r＝0.3ω，λ、γ为一个开关函数量0<γ,λ<1，对式子(1)拉式变换可得：

由所提拓稳态回路电流方程可得：

il＝ic+idc(3)

其中k为一个开关比例系数0<k<1。

对式子(4)拉式变换可得：

电压外环主要作用在于稳定直流母线输出电压，同时为内环提供参考电流值，电压外环通过pi控制实现电压稳定，电压外环传递函数：

其中kpv为电压环pi比例系数，且kpv＝10，kiv为电压环pi积分系数，且kiv＝0.01。

电流内环的应用主要目的在于使输入电流的正弦化，利用电压外环输出值与锁相环输出相乘得到内环参考电流值，电流环pi传递函数：

其中kpc为电流环pi比例系数，且kpc＝10，kic为电流环pi积分系数，且kic＝0.1。

由控制框图可知，电流环传递函数：

则控制系统闭环传递函数：

图9～图11为本发明在中负载为40欧姆时的实验波形。

图9为交流电源与电感串联支路中的电压波形图，图9中可以明显看到vab电压实现五点平，验证本发明拓扑的正确性，即本发明可以实现单相三管五电平功率因数校正。

图10为交流电源输入侧的电压电流波形图，可以看出电压电流同相位，波形验证本发明拓扑结构可以实现单相功率因数校正的功能。

图11为本拓扑整流输出电压电流波形图，由图11可以看出波形图中电压电流变化保持一致，实现稳定电压功能。

使用二极管d7、d8进行如下电路保护：

其一，采用两个二极管d7、d8，保证功率的单向流通，保证电容c1、c2的电流只会向负载rl流动，而不会使其倒灌回流；

其二，电路故障时，它可以很好地起到保护；

其三，模态切换过程中，作为升压电压钳位二极管；

其四，在开关模式一、开关模式四时，电感l储能过程中电压低于电容c1、c2电压时，起到电压钳位作用。