基于无电感隔离Buck-Boost电路的频率平稳切换数字方法与流程

本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种基于无电感隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法。

背景技术：

随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，低压大电流dc/dc变换器成为目前一个重要的研究课题。传统的二极管或肖特基二极管整流方式，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗。功率mosfet导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。

隔离buck-boost电路是一种能够适应宽范围输入电压的拓扑结构，并且能够适应砖块电源对体积、可靠性、效率和功率密度等要求，隔离buck-boost电路集成在四分之一砖(57.9*36.8*8.1mm)上，能够实现高效率、高功率密度的dc/dc变换器，但同时也使得电路的复杂程度加剧；特别是在输出端加入一个滤波电感后，电路的体积就增大了许多。如若未加入输出电感，则在输入电压发生变化的时刻，输出电压会产生一个很大的波动，有可能会导致元器件损坏。此时，就需要一种能够保证输出电压在输入电压发生变换时刻不发生大的波动，同时又能保证砖块电源体积要求的方法。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有技术中的上述缺陷，提供一种基于无电感隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法。

本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：

一种基于无电感隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法，该无电感隔离buck-boost电路包括输入电压1、buck电路2、全桥电路3、隔离变压器4、同步整流电路5、输出电路6和控制电路7，

所述buck电路2包括npn型开关管s1、s2以及电感l1；所述全桥电路3包括npn型开关管s3、s4、s5和s6，其中s3和s4为超前桥臂，s5和s6为滞后桥臂；所述隔离变压器4包括原边绕组np、副边绕组ns1和ns2；所述同步整流电路5包括npn型开关管s7和s8；所述输出电路6包括输出电容co和输出负载rl；所述控制电路7包括输入电压采样电路u1、电压比较电路u2、开关周期检测单元u3、pwm生成单元u4、pid控制器u5和输出电压采样电路u6；

其中，npn型开关管s1的漏极连接至输入电压1的正极，npn型开关管s1的源极接至npn型开关管s2的漏极和电感l1的一端，npn型开关管s2的源极连接至输入电压1的负极；电感l1的另一端连接至全桥电路3中npn型开关管s3和s5的漏极，npn型开关管s3的源极与npn型开关管s4的漏极以及隔离变压器4中原边绕组np的同名端相连，npn型开关管s5的源极与npn型开关管s6的漏极以及隔离变压器4中原边绕组np的异名端相连，npn型开关管s4的源极与npn型开关管s6的源极以及输入电压1的负极相连；

隔离变压器4中副边绕组ns1的同名端与同步整流电路5中npn型开关管s7的源极相连，副边绕组ns1的异名端与副边绕组ns2的同名端以及输出电容co和输出负载rl的一端相连，副边绕组ns2的异名端与s8的源极相连，npn型开关管s7的漏极与输出电容co和输出负载rl的另一端、npn型开关管s8的漏极以及输出电压采样电路u6的输入端相连；

输入电压采样电路u1的输入端连接至输入电压1的正极，输出端连接至电压比较电路u2的输入端，输出电压采样电路u6的输出端连接至pid控制器u5输入端，开关周期检测单元u3的输入端连接至npn型开关管s6的栅极，电压比较电路u2、开关周期检测单元u3以及pid控制器u5的输出端分别连接至pwm生成单元u4，pwm生成单元u4的输出端分别连接至npn型开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6、s7和s8的栅极；所述频率平稳切换数字方法包括以下步骤：

s101、pwm周期检测：对隔离buck-boost电路中的全桥电路3中的滞后桥臂的下npn型开关管s6的开关周期进行检测，若开关周期完成，则进行下一步骤；若开关周期未完成，则等待开关周期完成；

s102、输入电压判断：当隔离buck-boost电路中输入电压1大于等于阈值电压vth时，使npn型开关管s3-s8的开关周期t＝1/fs；当输入电压1小于vth时，使npn型开关管s3-s8的开关周期t＝1/2fs；其中，npn型开关管s1和s2的开关周期保持1/2fs不变，fs为频率设定值。

s103、pwm生成：pwm生成单元u4得到新的开关周期t和pid控制器u5输出的占空比信号d后，产生pwm信号驱动npn型开关管s1-s8。

进一步地，所述阈值电压vth与输出电压vo以及变压器匝比n＝np/ns1以及滞后桥臂的npn型开关管s6的占空比d6有关，即vth＝2n×vo×(1-d6)。

进一步地，pid控制器u5计算得到的占空比信号d，计算式为d＝kp×ve+ki∫ve，其中，ve为输出电压参考值vref与输出电压vo的差值，kp为比例系数，ki为积分系数。

进一步地，当t＝1/fs时，d1＝d，d2＝1-d，d3＝d4＝d5＝d6＝d7＝d8＝0.5；当t＝1/2fs时，d1＝1，d2＝0，d3＝d5＝0.5，d4＝d6＝d，d7＝d8＝1-d；其中，d1-d8分别为s1-s8的占空比；

进一步地，所述隔离变压器4中副边绕组ns1与ns2相等。

进一步地，所述频率平稳切换数字方法是利用数字处理器dsp实现的，其中开关周期检测单元u3集成在数字处理器dsp中的epwm模块中，实现对pwm开关周期进行检测。

进一步地，数字处理器dsp与输出电压vo共地。

进一步地，输出电路6无输出滤波电感。

进一步地，所述频率平稳切换数字方法应用于负载调整速度要求的场合如下：对75％负载跳变到50％负载的恢复时间要求不超过100μs的场合。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

(1)本发明通过检测输入电压和开关周期，减小输出电压在输入电压发生变化时的抖动程度，提高了电路的通用性。

(2)本发明能够在保证输出稳定并且切换过程平稳的前提下，舍去输出电感，减小了整个电路的体积，提高了电路的效率和功率密度，使电路便于设计。

附图说明

图1是无电感隔离buck-boost电路的结构示意图；

图2是本发明中公开的一种基于无电感隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法的流程示意图。

图3是s1-s8的驱动信号波形示意图；

图4是输入电压未发生变化时的输出波形示意图；

图5是未引入所述发明方法时，输入电压发生变化时的输出波形示意图；

图6是加入本发明中公开的一种基于隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法后输入电压发生变化时的输出波形示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例

本实施例公开了一种基于无电感隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法，该无电感隔离buck-boost电路，包括输入电压1、buck电路2、全桥电路3、隔离变压器4、同步整流电路5、输出电路6和控制电路7。

buck电路2包括npn型开关管s1、s2以及电感l1；全桥电路3包括npn型开关管s3、s4、s5和s6，其中s3和s4为超前桥臂，s5和s6为滞后桥臂；隔离变压器4包括原边绕组np、副边绕组ns1和ns2；同步整流电路5包括npn型开关管s7和s8；输出电路6包括输出电容co和输出负载rl；控制电路7包括输入电压采样电路u1、电压比较电路u2、开关周期检测单元u3、pwm生成单元u4、pid控制器u5和输出电压采样电路u6；

其中，npn型开关管s1的漏极连接至输入电压1的正极，npn型开关管s1的源极接至npn型开关管s2的漏极和电感l1的一端，npn型开关管s2的源极连接至输入电压1的负极；电感l1的另一端连接至全桥电路3中npn型开关管s3和s5的漏极，npn型开关管s3的源极与npn型开关管s4的漏极以及隔离变压器4中原边绕组np的同名端相连，npn型开关管s5的源极与npn型开关管s6的漏极以及隔离变压器4中原边绕组np的异名端相连，npn型开关管s4的源极与npn型开关管s6的源极以及输入电压1的负极相连；

隔离变压器4中副边绕组ns1的同名端与同步整流电路5中npn型开关管s7的源极相连，副边绕组ns1的异名端与副边绕组ns2的同名端以及输出电容co和输出负载rl的一端相连，副边绕组ns2的异名端与s8的源极相连，npn型开关管s7的漏极与输出电容co和输出负载rl的另一端、npn型开关管s8的漏极以及输出电压采样电路u6的输入端相连；

输入电压采样电路u1的输入端连接至输入电压1的正极，输出端连接至电压比较电路u2的输入端，输出电压采样电路u6的输出端连接至pid控制器u5输入端，开关周期检测单元u3的输入端连接至npn型开关管s6的栅极，电压比较电路u2、开关周期检测单元u3以及pid控制器u5的输出端分别连接至pwm生成单元u4，pwm生成单元u4的输出端分别连接至npn型开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6、s7和s8的栅极；

该频率平稳切换数字方法包括以下步骤：

步骤s101、pwm周期检测：对隔离buck-boost电路中的全桥电路3中的滞后桥臂的下npn型开关管s6的开关周期进行检测，若开关周期完成，则进行下一步骤；若开关周期未完成，则等待开关周期完成；

步骤s102、输入电压判断：当隔离buck-boost电路中输入电压1大于等于阈值电压vth时，使npn型开关管s3-s8的开关周期t＝1/fs；当输入电压1小于vth时，使npn型开关管s3-s8的开关周期t＝1/2fs；其中，npn型开关管s1和s2的开关周期保持1/2fs不变，fs为频率设定值。

步骤s103、pwm生成：pwm生成单元u4得到新的开关周期t和pid控制器u5输出的占空比信号d后，产生pwm信号驱动npn型开关管s1-s8。其中，阈值电压vth与输出电压vo以及变压器匝比n＝np/ns1以及滞后桥臂的npn型开关管s6的占空比d6有关，即vth＝2n×vo×(1-d6)；

其中，pid控制器u5计算得到的占空比信号d，计算式为d＝kp×ve+ki∫ve，其中，ve为输出电压参考值vref与输出电压vo的差值，kp为比例系数，ki为积分系数；

其中，当t＝1/fs时，d1＝d，d2＝1-d，d3＝d4＝d5＝d6＝d7＝d8＝0.5；当t＝1/2fs时，d1＝1，d2＝0，d3＝d5＝0.5，d4＝d6＝d，d7＝d8＝1-d；其中，d1-d8分别为s1-s8的占空比；

其中，隔离变压器4的副边绕组ns1与ns2相等；

其中，频率平稳切换数字方法是利用数字处理器(dsp)中实现的，其中开关周期检测单元u3集成在数字处理器(dsp)中的epwm模块中，从而对pwm开关周期进行检测。

其中，数字处理器(dsp)与输出电压vo共地；

其中，输出电路6无输出滤波电感；

其中，该方法应用于对负载调整速度要求较高的场合。即将频率平稳切换数字方法应用于负载调整速度要求的场合如下：对75％负载跳变到50％负载的恢复时间要求不超过100μs的场合。

如图3所示，是npn型开关管s1-s8的驱动信号波形图示意图，在t0时刻，输入电压1发生变化，由高压变为低压，此时滞后桥臂下管s6的开关周期并未完成，则不进行频率的切换，等待npn型开关管s6的开关周期完成；在t1时刻，npn型开关管s6的开关周期完成，npn型开关管s4开始导通，经过半个开关周期即t2时刻，npn型开关管s6开始导通，此时npn型开关管s1-s8的开关频率都为2fs；如图4所示是输入电压1未发生变化时的输出波形示意图；如图5所示是未引入所述发明方法时，输入电压1发生变化时的输出波形示意图，可见输出电压vo在输入电压1发生变化时，会在瞬间产生剧烈的电压变化，这会影响电路的性能；如图6所示是加入本发明中公开的一种基于无电感隔离buck-boost电路的频率平稳切换数字方法后输入电压1发生变化时的输出波形示意图，在输入电压1发生变化时，输出电压vo不会产生剧烈的电压抖动，同时能迅速地、较为平稳地重新进入稳态；

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。