电机及其控制装置的制作方法
本发明涉及一种通入直流电流的电机而非通入交流电流的交流电机，即涉及向各绕组适当地通入单向电流的电机及其驱动电路、控制装置。因此，定子的各绕组的电流生成的磁动势仅作用于各定子磁极的一个方向。
另外，虽然本发明是对以往的磁阻电机及其控制装置的改良、发展，但是，例如，本发明还包括通过单向电流高效地驱动永磁型转子的技术。
本发明的用途涉及电动汽车ev的主机用电机、家电用电机、工业用电机等。涉及使其高性能化、高效化、小型化、轻量化、低成本化的技术。
背景技术：
交流电机是当前的主流电机，被广泛使用，但若改变视点，也存在不合适的方面。例如，为了产生一交流电流，需要四个晶体管。如果是直流电流，则可以由一个晶体管控制。在电力方面，也是直流电流大多优于正弦电流。另外，在磁阻电机中，已知交流磁阻电机、和控制直流电流来进行驱动的所谓的开关磁阻电机等。本发明近似后者，但后者仍存在问题。
图83示出了以往的磁阻电机的横向剖视图的示例。是一种定子的磁极为六个，转子的磁极为四个的磁阻电机。也被称为开关磁阻电机。839是定子，83b是转子轴。83a、83f等是转子的凸极磁极，圆周方向宽度为30°，等间隔地配置于整圆周的四个地方。831是a相的定子磁极，且如虚线所示缠绕a相的集中绕组837和838。该电机的各绕组的电流是单向电流，用电流符号表示各绕组，表示电流的流动方向。绕组837通入从纸面的表侧向里侧流动的a相电流ia，绕组838通入从纸面的里侧向表侧流动的a相电流ia。因此，在通入电流时，a相的定子磁极831成为s极。832是与a相呈反相关系的a/相的定子磁极，且如虚线所示缠绕a/相的集中绕组83c、83d。向a/相的绕组通入a相电流ia，a/相的定子磁极832成为n极。对831和832同时进行励磁，使转子中箭头83e所示的磁通分量
同样地，833是b相的定子磁极，缠绕集中绕组83h、83j，向其通入b相电流ib。834是b/相的定子磁极，缠绕集中绕组83g、83k，向其通入b相电流ib。从定子磁极834通过833的磁通为
接着，对图83的磁阻电机的动作进行说明。关于转子的旋转位置，将a相的定子磁极831的顺时针旋转方向端的旋转位置定义为转子的起点。如图所示，转子旋转角位置θr是从该起点到转子磁极83a的ccw方向端部的旋转角。串联连接a相的绕组837、838和a/相的绕组83c、83d，在通入近似连续额定的值的恒定电流io作为a相电流ia的状态下，使转子以恒定速度vso向ccw旋转。此时的绕组电压是图84的电压va。该va的横轴是时间t，在图84的最下部示出了此时的转子旋转角位置θr的值。图83的ccw方向是图84的纸面的右方向。另外，在本发明中，将图83那样的磁阻电机的基本构成的转子旋转一圈的角度定义为电气角360°例如，在将图83多极化为2极对并变形时，转子的一圈旋转是机械角360°、电气角720°。另外，在其他专利、文献等中，有时也会以转子磁极间距作为基准，确认以防混淆。其中，vso的单位设为[弧度/秒]。另外，设为简单模型，其中，假设磁通经由气隙部通过定子磁极831、832和转子磁极83a、83f对置的部分。即，在电压的计算等中，假设在定子磁极和转子磁极的周围的空间没有漏磁通来进行简单计算。
同样地，在将833、834的b相的绕组和b/相的绕组串联连接，并且作为b相电流ib通入恒定电流io的状态下，使转子以恒定速度vso向ccw旋转。此时的绕组电压是图84的电压vb。同样地，在将835、836的c相的绕组和c/相的绕组串联连接，并且作为c相电流ic通入恒定电流io的状态下，使转子以恒定速度vso向ccw旋转。此时的绕组电压是图84的电压vc。确认了各相能够产生转矩的转子旋转角位置θr的关系。
接着，对向ccw产生恒定转矩以使图83的磁阻电机旋转的动作进行说明。根据图84的电压va的特性，a相在0°至30°之间以及90°至120°之间能够产生ccw的转矩，a相电流通入图84的ia所示的a相电流。同样地，根据图84的电压vb的特性，b相在30°至60°之间以及120°至150°之间能够产生ccw的转矩，在此期间，通入比图84的ia相位延迟30°的b相电流ib。根据图84的电压vc的特性，c相在60°至90°之间以及150°至180°之间能够产生ccw的转矩，在此期间，通入比图84的ia相位延迟60°的c相电流。磁阻电机的转矩周期为180°，根据转子旋转位置θr通入上述电流ia、ib、ic，从而能够获得ccw的恒定转矩。
另外，对向cw产生恒定转矩以使图83的磁阻电机旋转的动作进行说明。与上述ccw的转矩的产生相同。a相的电流ia通入比图84的ia相位延迟30°的电流，从而能够获得负转矩。b相的电流ib通入比图84的ia相位延迟60°的电流，从而能够获得负转矩。c相的电流ic通入比图84的ia相位延迟90°的电流，即与图84的ia相同的电流，从而能够获得负转矩。而且，根据转子旋转位置θr通入上述电流ia、ib、ic，从而能够获得cw的恒定转矩。
图83中的以往的磁阻电机的优点包括：转子具有简单结构且牢固，因此容易高速旋转。另外，能够不使用永磁体而进行驱动。通过磁阻力即引力产生转矩，驱动算法比较简单。定子绕组也为向凸极集中卷绕的构成，简单且易于制作。而且，最重要的是，有可能实现低成本的电机系统。
接着，对图83中的以往磁阻电机的问题点进行说明。其为与上述电机构成、上述动作说明相关的问题点。以往的磁阻电机的第一问题点在于，连续额定转矩与同一电机尺寸的永磁同步电动机相比较差。另外，根据用途，还期望低速旋转且连续额定转矩的3倍以上的大转矩。一般而言，在大转矩区域中，由于功率因数的降低等，转矩常数有降低的趋势，也存在尺寸增大、重量的问题。在低速旋转下的电机损耗中，铜损占主导地位。第二问题点在于，在电机的最大转矩的附近，功率因数低，逆变器尺寸增大。特别地，作为电动汽车的主机用电机，需要连续额定转矩的3倍以上的大转矩，功率因数的问题、转矩脉动的问题增加。
第三问题点在于，构成磁阻电机的各部分产生转矩的时间比率、空间比率在图83的示例中低至33％(1/3)左右。在图83的情况下，电机的33％的部分有助于产生转矩，但其他的67％(2/3)的部分不动作。也可以说利用率为33％。该第三问题点也是其他问题点的原因。如后面所示的图5的驱动电路也是同样的。此外，存在噪声的问题、转矩脉动的问题等。关于使用永磁体转子的电机及其控制装置，虽然作用稍有不同，但存在类似的问题。
如上所述，虽然图83等以往的磁阻电机具有优点，但问题点也很多。认为通过解决这些问题中的大部分，能够将磁阻电机作为电动汽车的主机用电机实用化，相对于以往的永磁同步电机具有竞争力，能够成为具有吸引力的电机。另外，对于永磁体转子，应用与本发明的磁阻电机及其控制装置相同的技术能够实现高性能化。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第3157162号公报(图2至4)
专利文献2：日本专利第5333419号公报
专利文献3：日本专利第5751147号公报
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题
本发明的目的在于，针对交流电机即以往的永磁同步电机及其驱动电路，综合通入单向电流的电机、即也称为直流电机的电机及其驱动电路的优点，并运用新技术，实现电机及驱动装置的高性能化、高效化、小型化、轻量化、低成本化。
本发明的第一课题是解决上述第一问题点，改善连续额定转矩。另外，还期望连续额定转矩的3倍以上的大转矩。本发明的第二课题是解决上述第二问题点，改善大转矩输出时的功率因数，并使逆变器小型化。本发明的第三课题是解决上述第三问题点，改善电机及驱动电路的各部分的利用率，并解决其他课题。
用于解决技术问题的技术方案
第一技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：定子磁极sp11、sp12、sp13、sp14，其排列在配置在定子str1的圆周方向上的(sn1×mn1)个以上的定子磁极的圆周方向上；槽sl11，其位于上述定子磁极sp11与sp12之间；槽sl12，其位于上述定子磁极sp12与sp13之间；槽sl13，其位于上述定子磁极sp13与sp14之间；绕组sw11，其为缠绕于电气角位置相差180°的两个槽之间的全节距绕组swf，或者为从槽穿过后轭的外侧呈环状地缠绕的环形绕组swr，且配置在上述槽sl11中；绕组sw12，其同样地配置在上述槽sl12中；绕组sw13，其同样地配置在上述槽sl13中；转子rtr1，其具备使用了配置于转子的圆周方向的(rn1×mn1)个软磁体的转子磁极rp；功率元件pe11，其与上述绕组sw11串联连接；功率元件pe12，其与上述绕组sw11串联连接；以及功率元件pe13，其与上述绕组sw12串联连接，其中，将上述功率元件pe11、上述绕组sw11、上述绕组sw12以及上述功率元件pe12串联连接，将上述功率元件pe13、上述绕组sw13、上述绕组sw12以及上述功率元件pe12串联连接，在上述串联连接的各绕组和各功率元件中通入励磁电流来对各定子磁极进行励磁。其中，上述各绕组能够与电磁等价的绕组及其电路上的配置进行替换。另外，sn1为4以上的整数，rn1为2以上的整数，mn1为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，将定子磁极的两侧的全节距绕组串联连接并通入该定子磁极的通励磁电流分量，从而能够选择性地对该定子磁极进行励磁来对该定子磁极的相的磁通分量进行励磁，而且，不会对另一相的定子磁极产生电磁影响。由于这两个绕组是全节距绕组，所以会与其他所有相的磁通分量交链而受到影响，但由于另一相的磁通抵消，所以两绕组的两端电压不会受到影响。其结果是，能够容易且准确地通入上述励磁电流分量而不受另一相的过大的电压、复杂的电压的影响等。
另外，由于是全节距绕组，所以能够在相邻的定子磁极的励磁中共用绕组，提高利用率，与集中绕组相比，能够将槽内铜损降低到1/2。
另外，全节距绕组的电流为两侧的两个定子磁极的相电流分量叠加而成的相加值，通过独特的电路构成和绕组配置，能够将各全节距绕组的两个相的电流分量相互自由地分离并通入。而且，各晶体管叠加通入两个相的电流分量，同时，能够使通电路径变为2倍，并且能够使各晶体管的利用率变为2倍。其结果是，与以往相比，能够使驱动电路的输出增加至2倍。另外，由于是单向电流控制，所以能够比较容易地将两个相电流分量叠加，还能够相互分离。
第二技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：定子磁极sp21、sp22，其配置在配置在定子str2的圆周方向上的(sn2×mn2)个以上的定子磁极的圆周方向上；集中绕组sws21，其缠绕在上述定子磁极sp21上；集中绕组sws22，其缠绕在上述定子磁极sp22上；转子rtr2，其具备使用了配置于转子的圆周方向的(rn2×mn2)个软磁体的转子磁极rp；功率元件pe21，其与上述绕组sw21串联连接；功率元件pe22，其与上述绕组sw22串联连接；以及功率元件pe23，其与上述绕组sw22串联连接，其中，将上述功率元件pe21、上述绕组sw21以及上述功率元件pe22串联连接，将上述功率元件pe23、上述绕组sw22以及上述功率元件pe22串联连接，在上述各绕组和各功率元件中通入励磁电流来对各定子磁极进行励磁。其中，上述各绕组能够与电磁等价的绕组及其电路上的配置进行替换。另外，sn2为4以上的整数，rn2为2以上的整数，mn2为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，由于是单向电流控制，所以能够共用各晶体管，并且能够使驱动电路小型化、低成本化。
第三技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于：在第一、第二技术方案中，定子磁极sp的数量sn3为((2×kn31)×mn3))个，转子rtr为具备使用了永磁体的转子磁极的转子rtr3，转子rtr3的转子磁极rp的数量rn3为((2+4×kn32)×mn3)个。其中，kn31为3以上的整数，kn32为2以上的整数，mn3为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，虽然是单向电流控制，但能够高效地驱动特定的永磁型转子，使各晶体管的利用率变为2倍，能够使电机及其控制装置高效化、小型化、低成本化。
第四技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：a相的定子磁极sp41，其为配置在定子str4的圆周方向上的四个定子磁极sp中的一个；b相定子磁极sp42，其位于上述a相的sp41的圆周方向的近旁；a/相定子磁极sp43，其位于上述b相的sp42的圆周方向的近旁；b/相定子磁极sp44，其位于上述a/相的sp43的圆周方向的近旁；槽sl41，其位于上述定子磁极sp44与sp41之间；槽sl42，其位于上述定子磁极sp41与sp42之间；槽sl43，其位于上述定子磁极sp42与sp43之间；槽sl44，其位于上述定子磁极sp43与sp44之间；ab相全节距绕组swab或环状绕组，其配置在上述槽sl41和sl43中；ba相全节距绕组swba或环形绕组，其配置在上述槽sl44和sl42中；转子rtr4，其具备配置在转子的圆周方向上且使用了软磁体或永磁体的rn4个的转子磁极rp；功率元件pe41，其与上述ab相全节距绕组swab或环形绕组串联连接；功率元件pe42，其与上述ba相全节距绕组swba或环形绕组串联连接；以及功率元件pe43，其施加与上述功率元件pe41向上述ab相全节距绕组swab通电的电流的方向相反方向的电流，其中，将转子磁极的圆周方向周期设定为rhb4，从上述a相的sp41观察到的上述b相定子磁极sp42的圆周方向位置为(rhb4/2)的奇数倍的位置，上述a相的sp41和上述a/相定子磁极sp43为电磁相对地呈反相的关系，且这些相的磁通分量
根据该构成，将两个定子磁极的两侧的全节距绕组串联连接并通入励磁电流分量，从而能够选择性地对相应的定子磁极进行励磁来对该定子磁极的相的磁通分量进行励磁，而且，不会对其他的定子磁极造成电磁影响。由于这两个绕组为全节距绕组，所以会与另一相的磁通分量相互交链而受到影响，但由于另一相的磁通抵消，所以两绕组的两端电压不会受到影响。其结果是，能够容易且准确地通入上述励磁电流分量而不受另一相的电压的影响等。该电机由两个相的定子磁极和两个全节距绕组驱动，因此，利用率基本上较高，如果能够解决上述电压问题，则即使在高速旋转中也能够实现高转矩、高功率因数、高输出。
第五技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：a相的定子磁极sp51，其为配置在定子str5的圆周方向上的四个定子磁极sp中的一个；b相的定子磁极sp52；a/相定子磁极sp53，其具有与上述a相的sp51电磁相反的相位；b/相定子磁极sp54，其具有与上述b相的sp52电磁相反的相位；集中绕组sw51，其缠绕于上述a相的定子磁极sp51；集中绕组sw52，其缠绕于上述b相的定子磁极sp52；集中绕组sw53，其缠绕于上述a/相的定子磁极sp53；集中绕组sw54，其缠绕于上述b/相的定子磁极sp54；转子rtr5，其具备配置在转子的圆周方向上且使用了软磁体或永磁体的rn5个的转子磁极rp；功率元件pe51，其将上述绕组sw51和绕组sw53串联连接，且与绕组sw51串联连接；功率元件pe53，其与上述绕组sw53串联连接；功率元件pe52，其将上述绕组sw52和绕组sw54串联连接，且与绕组sw52串联连接；以及功率元件pe54，其与上述绕组sw54串联连接，其中，将转子磁极的圆周方向周期设定为rhb5，从上述a相的sp51观察到的上述b相定子磁极sp52的圆周方向位置为(rhb5/2)的奇数倍的位置，上述a相的sp51和上述a/相定子磁极sp53为电磁相对地呈反相的关系，且这些相的磁通分量
根据该构成，通过简单的电机构成，能够增大槽的截面积，因此能够通过降低铜损而实现高效化，驱动电路也能够采用简单的构成。另外，也可以实现单向的连续转矩和利用磁铁的高效化。
第六技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第三技术方案中，具备：(sn6×mn6)个定子磁极sp61、sp62、sp63、sp64，其配置在定子的圆周方向上；以及转子rtr6，其转子磁极的数量rn6为(sn6×mn6)个以上且(3×sn6×mn6)个以下，其中，定子磁极的圆周方向宽度θst6小于(360°/rn6-720°/(sn6×rn6))，转子磁极的圆周方向宽度θrt6小于(360°/rn6-720°/(sn6×rn6))。其中，sn6为6以上的整数，上述角度为电气角，mn6为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，能够增大槽的截面积，因此能够通过降低铜损而实现高效化。另外，也可以实现利用磁铁的高效化。
第七技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：(sn7×mn7)个定子磁极sp71、sp72、sp73，其配置在定子的圆周方向上；绕组sw71，其对上述定子磁极sp71进行励磁；绕组sw72，其对上述定子磁极sp72进行励磁；绕组sw73，其对上述定子磁极sp73进行励磁；功率元件pe71，其与上述绕组sw71串联连接；功率元件pe72，其与上述绕组sw72串联连接；功率元件pe73，其与上述绕组sw73串联连接；以及转子rtr7，其转子磁极的数量rn7为(sn7×mn7)个以上且(3×sn7×mn7)个以下，其中，定子磁极的圆周方向宽度θst7小于(360°/rn7-720°/(sn7×rn7))，转子磁极的圆周方向宽度θrt7小于(360°/rn7-720°/(sn7×rn7))。其中，sn7为6以上的整数，上述角度为电气角，mn7为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，能够增大槽的截面积，因此降低铜损，能够实现电机的高效化。另外，也可以实现利用磁铁的高效化。
第八技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：定子磁极sp81、sp82、sp83、sp84，其排列在配置在定子的圆周方向上的(sn8×mn8)个以上的定子磁极的圆周方向上；槽sl81，其位于上述定子磁极sp81与sp82之间；槽sl82，其位于上述定子磁极sp82与sp83之间；槽sl83，其位于上述定子磁极sp83与sp84之间；绕组sw81，其为缠绕于电气角位置相差180°的两个槽之间的全节距绕组swf，或者为从槽穿过后轭的外侧呈环状地缠绕的环形绕组swr，且配置在上述槽sl81中；绕组sw82，其同样地配置在上述槽sl82中；绕组sw83，其同样地配置在上述槽sl83中；转子rtr8，其具备配置于转子的圆周方向的(rn8×mn8)个转子磁极rp；直流电压源vs8，其具有正端子vsp8和负端子vsn8；功率元件pe81，其串联连接在上述正端子vsp8与上述绕组sw81之间；功率元件pe82，其串联连接在上述绕组sw81与上述负端子vsn8之间；功率元件pe83，其串联连接在上述正端子vsp8与上述绕组sw82之间；功率元件pe84，其串联连接在上述绕组sw82与上述负端子vsn8之间；功率元件pe85，其串联连接在上述正端子vsp8与上述绕组sw83之间；功率元件pe86，其串联连接在上述绕组sw83与上述负端子vsn8之间；二极管dd81，其与上述绕组sw81串联连接；二极管dd82，其与上述绕组sw82串联连接；以及二极管dd83，其与上述绕组sw83串联连接，其中，将上述绕组sw81、二极管dd81、上述绕组sw82、二极管dd82、上述绕组sw83以及二极管dd83串联连接，向上述绕组sw81、上述绕组sw82、上述绕组sw83通入单向电流，当向上述槽sl81通入的电流的方向为正方向时，向上述槽sl82向相反的负方向通电，向上述槽sl83向正方向通电，通过各功率元件向上述各绕组通入励磁电流来对各定子磁极进行励磁。其中，上述各绕组能够与电磁等价的绕组及其电路上的配置进行替换。另外，sn8为6以上的整数，rn8为2以上的整数，mn8为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，将各全节距绕组设为环形接线，能够容易且准确地进行通电而不受另一相的过大的电压、复杂的电压的影响等。
第九技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七技术方案中，具备：直流电压源vs91，其供给电机的动力运行电力；以及进行磁能以及动力的电源再生的直流电压源vs92、或等效地增加电源再生的电压的磁再生电压增加单元mrgm。
根据该构成，在更短时间内将各绕组的磁能再生为直流电压源，从而能够改善各相的电流的控制性，增大转矩。
第十技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第二、第四、第五、第六、第七、第八技术方案中，具备：在圆周方向上排列配置的n极的定子磁极spa1和s极的定子磁极spa2；以及永磁体pma1，其配置在上述n极的定子磁极spa1的齿的前端部附近与上述s极的定子磁极spa2的齿的前端部附近之间。
根据该构成，使永磁体的磁通向相反方向通过定子磁极即齿，并进行磁通的反向偏置，从而能够获得降低齿的磁通密度、增加能够通过齿的磁通量、减小齿宽并扩大槽截面积、减少齿的铁损等效果。
第十一技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于：在第一、第二、第四、第五、第六、第七、第八技术方案中，使用通过电机内的磁通的主要的软磁体mmb1和具有饱和磁通密度大于上述软磁体mmb1的特性的软磁体mmb2，将上述软磁体mmb2用于也作为定子磁极sp的定子的齿的1/2以下的部分，将上述软磁体mmb2用于也作为转子磁极rp的转子的齿的1/2以下的部分。
根据该构成，在定子磁极容易磁饱和的部分，部分地使用高磁通密度的构件，增加平均转矩、减少转矩脉动。另外，通过部分利用，将该弊端保持在容许范围内。
第十二技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第二、第四、第五、第七、第八技术方案中，具备：两个以上的n极的定子磁极spc1，其相邻配置在定子的圆周方向上；两个以上的s极的定子磁极spc2，其相邻配置在定子的圆周方向上；以及永磁体pmc1，其配合定子磁极的磁性配置在上述n极的定子磁极spc1与上述s极的定子磁极spc2之间的后轭上。
根据该构成，能够减轻电机的励磁负担，因此，特别地，轻负载区域中的电机效率的提升较大。高频使用轻负载区域的用途较多，节能效果好。
第十三技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第二、第四、第五、第六、第七、第八技术方案中，具备：n极的定子磁极spd1，其配置在圆周上；s极的定子磁极spd2，其配置在圆周上；后轭bysd1，其与上述n极的定子磁极spd1磁连接；后轭bysd2，其与上述s极的定子磁极spd2磁连接；以及永磁体pmd1，其配合定子磁极的磁性配置在上述后轭bysd1与上述后轭bysd2之间。
根据该构成，能够减轻电机的励磁负担，因此，特别地，轻负载区域中的电机效率的提升较大。高频使用轻负载区域的用途较多，节能效果好。另外，与定子磁极的圆周方向配置相关的限制较少，因此能够与其他技术方案的技术结合使用。
第十四技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八技术方案中，将定子磁极的圆周方向宽度设定为θste，将转子磁极的圆周方向周期设定为rhbe，具备：第一旋转部，其为转子磁极的一个构成元件，且在转子的圆周方向的单位角度宽度的转子轴方向的全长的单位面积中其径向的磁导pmae1(1/磁阻平均值mre1)最大；第二旋转部，其为转子磁极的一个构成元件，且配置在上述第一旋转部的圆周方向上，圆周方向宽度为θrte2；以及第三旋转部，其为转子磁极的一个构成元件，且与上述第二旋转部的圆周方向相邻配置，圆周方向宽度为θrte3，其中，上述第二旋转部的圆周方向的单位角度宽度的转子轴方向的全长的单位面积中的径向的磁导pmae2(1/磁阻平均值mre2)为上述第三旋转部的圆周方向的单位角度宽度的转子轴方向的全长的单位面积中的径向的磁导pmae3(1/磁阻平均值mre3)的15％～85％的值，上述定子磁极的圆周方向宽度θste大于上述第二旋转部的圆周方向宽度θrte2，上述第二旋转部的圆周方向宽度θrte2与上述第三旋转部的圆周方向宽度θrte3的和(θrte2+θrte3)大于上述转子磁极的圆周方向周期的1/2即(rhbe/2)。
根据该构成，能够增加各定子磁极产生转矩的旋转角宽度。另外，将各相的转矩波形形状从矩形波状改变为两段形状等，更平滑的转矩变化能够减少转矩脉动、振动、噪声。
第十五技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于：在第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八技术方案中，作为各相的电流，通入连续通电的直流电流分量ij和根据转子旋转角位置θr而变动的变动电流分量ik。
根据该构成，减少与直流电压源之间传递各绕组中产生的磁能的时间的浪费，能够加快电流的增加，因此，能够增大高速旋转区域的转矩，另外，能够提高高速转速的极限。
第十六技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八技术方案中，具备：直流励磁绕组swme，其对各相的定子磁极进行励磁；以及功率元件peg1，其向上述励磁绕组swme通入直流电流分量ij。
根据该构成，能够获得与第十六技术方案类似的作用、效果，通过功率元件peg1一并通入各定子磁极的励磁电流分量，因此能够减轻驱动电路的电流负担，无效电流减少，功率因数得到改善。另外，直流电流分量ij为无效电流分量，各定子磁极的磁能在直流励磁绕组swme内循环。
第十七技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，在第一、第二、第四、第五、第七、第八技术方案中，具备：skh个小凸极spk，其在圆周方向上以360°/(rnh×mnh)的周期配置在配置在定子的圆周方向上的(snh×mnh)个定子磁极sbp与转子对置的表面上；以及配置在转子rtrh的圆周方向上的(rnh×mnh)个转子磁极rpk。
其中，snh为4以上的整数，skh为2以上的整数，rnh为(snh×mnh×skh)以上的整数，mnh为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，将定子磁极和转子磁极多极化，因此在转速相对较低的区域中，能够进一步增大转矩输出。
第十八技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：(snh×mnh)个定子磁极sbp，其配置在定子磁极的圆周方向上；skh个小凸极spk，其在圆周方向上以360°/(rnh×mnh)的周期配置在定子磁极sbp与转子对置的表面上；(rnh×mnh)个转子磁极rpk，其配置在转子rtrh的圆周方向上；以及(rbn×mnh)个转子磁极rbp，其由从转子rtrh的定子侧表面位于后轭侧的空隙部、或磁阻较大的阻磁部构成。其中，snh为4以上的整数，skh为2以上的整数，rnh为(snh×mnh×skh)以上的整数，rbn为2以上的整数，mnh为极对数，其为1以上的整数。
根据该构成，在低转速区域中输出大转矩，另一方面，也能够驱动高速旋转，因此能够增大基础转速和最大转速的比。
发明效果
根据本发明的新技术，在具备通入单向电流的全节距绕组的电机中，简化了过大且复杂的电压特性，促进电流的通入，能够实现高转矩、高功率因数。另外，通过全节距绕组共用绕组，能够降低电机损失，由此，能够增加连续额定转矩和最大转矩。另外，能够通过增加驱动电路的电力供给路径，增加逆变器输出。另外，通过降低电机各部的磁饱和，可以增加最大转矩。另外，通过附加永磁体的技术，能够实现更进一步的高效化。另外，也能够获得减少转矩脉动、降噪的效果。
如上所述，能够实现电机和控制装置的高性能化、小型化、轻量化、低成本化。而且，相对于使用了以往的磁阻电机、以往的永磁同步电机的驱动系统，能够实现具有竞争力的电机及其控制装置。
附图的简单说明
图1是具备全节距绕组的电机的横向剖视图的示例。
图2是本发明电机的横向剖视图的示例。
图3是本发明电机的定子磁极和转子磁极的水平展开图。
图4是示出全节距绕组和磁通的交链关系的图。
图5是磁阻电机的驱动电路的示例。
图6是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图7是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图8是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图9是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图10是电机的速度-转矩特性的示例。
图11是励磁电流和磁通交链数的关系的示例。
图12是励磁电流和转矩的关系的示例。
图13是转子旋转角θr和齿的磁通的示例。
图14是本发明电机的各相电流、各相电压的示例。
图15是2极对化的本发明电机的横向剖视图的示例。
图16是环形绕组的本发明电机的横向剖视图的示例。
图17是缩短了绕组长度和线圈端长度的环形绕组的示例。
图18是将本发明电机设定为双电机的横向剖视图的示例。
图19是本发明电机的横向剖视图的示例。
图20是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图21是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图22是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图23是本发明电机的横向剖视图的示例。
图24是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图25是本发明电机的横向剖视图的示例。
图26是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图27是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图28是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图29是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图30是本发明电机的横向剖视图的示例。
图31是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图32是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图33是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图34是本发明电机的各相电流、各相电压的示例。
图35是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图36是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图37是本发明电机的横向剖视图的示例。
图38是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图39是本发明电机的横向剖视图的示例。
图40是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图41是本发明电机的横向剖视图的示例。
图42是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图43是本发明电机的横向剖视图的示例。
图44是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图45是本发明电机的横向剖视图的示例。
图46是本发明电机的横向剖视图的示例。
图47是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图48是本发明电机的各相电流、各相磁通、各相电压的示例。
图49是本发明电机的各相电流、各相磁通、各相电压的示例。
图50是励磁电流和磁通交链数的关系的示例。
图51是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图52是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图53是本发明电机的横向剖视图的示例。
图54是本发明电机的横向剖视图的示例。
图55是本发明电机的各相电流、各相磁通、各相电压的示例。
图56是本发明电机的各相电流、各相磁通、各相电压的示例。
图57是本发明电机的各相电流、各相磁通、各相电压的示例。
图58是本发明电机的横向剖视图的示例。
图59是本发明电机的各相电流、各相电压的示例。
图60是本发明电机的横向剖视图的示例。
图61是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图62是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图63是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图64是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图65是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图66是本发明的驱动电路和绕组的示例。
图67是在定子磁极的齿间配置了永磁体的电机的横向剖视图的示例。
图68是在电机的主要的软磁材料的构成中部分地配置了异质材料的构成的示例。
图69是其水平展开图。
图70是在后轭上配置了永磁体的本发明电机的横向剖视图的示例。
图71是将后轭部沿径向分离为n极用和s极用的本发明电机的横向剖视图的示例。
图72是将后轭部沿转子轴方向分离为n极用和s极用的本发明电机的横向剖视图的示例。
图73是本发明电机的定子磁极和转子磁极的水平展开图。
图74是转子磁极形状的示例。
图75是对电磁钢板进行了孔加工等的转子的横向剖视图的示例。
图76是本发明电机的定子磁极和转子磁极的水平展开图。
图77本发明电机的定子磁极和转子磁极的水平展开图。
图78本发明电机的定子磁极和转子磁极的水平展开图。
图79是本发明电机的各相电压、各相电流的示例。
图80是本发明电机的各相电流、各相电压的示例。
图81是本发明的励磁绕组及其驱动电路。
图82是在各定子磁极上设置三个凸极，并在转子上设置疏密的磁极的本发明电机的横向剖视图的示例。
图83是以往的磁阻电机的横向剖视图。
图84是以往的磁阻电机的电压、电流、转矩的示例。
图85是以往的磁阻电机的转矩特性的示例。
具体实施方式
实施例1
图1示出了本发明的磁阻电机的横向剖视图的示例。图1的定子磁极11、12、13、14、15、16的圆周方向宽度为30°，等间隔地配置于整圆周的六个地方。转子磁极1k、1l、1m、1n的圆周方向宽度为30°，等间隔地配置于整圆周的四个地方。图1的定子磁极和转子磁极的形状与上述图83的磁极形状相同。图1中的构成的目的在于，将槽内各绕组的截面积增加至2倍，降低槽内的铜损。
对于图1的各绕组，示出了将图83所示的各定子磁极的集中绕组转换为全节距绕组，并将各槽内的两个集中绕组合并成一个绕组的构成。图1的绕组17、其线圈端部1d和绕组18所示的绕组间距以电气角计为180°的绕组为ab相的全节距绕组，且通入ab相电流iab。绕组19、其线圈端部1e和绕组1a所示的绕组间距以电气角计为180°的绕组为bc相的全节距绕组，且通入bc相电流ibc。绕组1b、其线圈端部1f和绕组1c所示的绕组间距以电气角计为180°的绕组为ca相的全节距绕组，且通入ca相电流ica。
这里，考虑到图1的各相绕组如图83的各相绕组那样为集中绕组的情况，定义各定子磁极的各集中绕组通入的各相电流和生成的各相的磁通。向a相定子磁极11和a/相定子磁极12缠绕的a相的集中绕组中通入a相电流ia，生成1g所示的a相的磁通
另外，在本发明中，如a相的反相即a/相等那样，用字符“/”表示反相。而且，如a/相定子磁极等那样，用于专有名词的名称。但是，电流、电压、磁通等变量名中不使用字符“/”。这是因为变量名在算术等式中使用，因此可能会与除法算式混淆。
图1的各相的全节距绕组的电流iab、ibc、ica和假定了集中绕组的构成的各相电流ia、ib、ic具有下式的关系。但是，图1和图83的各绕组的卷绕匝数相同。
iab＝ia+ib(1)
ibc＝ib+ic(2)
ica＝ic+ia(3)
等式(1)表示图1的ab相绕组17中流动的ab相电流iab为图83的a相绕组837中流动的a相电流ia和b/相绕组83a中流动的b相电流ib的和。等式(2)表示图1的bc相绕组19中流动的bc相电流ibc为图83的b相绕组83h中流动的b相电流ib和c/相绕组83n中流动的c相电流ic的和。等式(3)表示图1的ca相绕组1b中流动的ca相电流ica为图83的c相绕组83l中流动的c相电流ic和a/相绕组83c中流动的a相电流ia的和。
因此，通过图1中的各绕组的电流的计算方法求出集中绕组中各相的电流值ia、ib、ic，接着，根据等式(1)、(2)、(3)求出iab、ibc、ica并通电，则与图83的情况相同的磁通被励磁，能够生成转矩。虽然等式简单，但要直接得到左边的值并不容易。
对等式(1)、(2)、(3)进行变形，用各相的全节距绕组的电流iab、ibc、ica表示各相电流ia、ib、ic，变为下式。
ia＝(iab-ibc+ica)/2(4)
ib＝(iab+ibc-ica)/2(5)
ic＝(-iab+ibc+ica)/2(6)
其中，等式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)中使用的六个变量即各电流值能够取正值也能够取负值。然而，在本发明中，为各电流值基本取正值的电机和驱动电路。在一个方面，是直流电机和直流驱动电路。
因此，对这些等式添加其他条件。
在图1的全节距绕组的情况下，实际电路中通入的全节距绕组的电流iab、ibc、ica都为0以上的值，不为负值。另一方面，在图83的集中绕组的情况下，实际电路中通入的各相电流ia、ib、ic都为0以上的值，不为负值。另外，将各相的电流设定为负值当然可以通过技术上驱动电路的添加来实现，但是在本发明中，基本上对通入单向电流的技术进行描述。但是，除了本发明技术之外，通入双向电流的技术也包含在本发明中。
其中，在图1的全节距绕组的情况下，出现了新的可能性。也就是说，即使iab、ibc、ica为0以上的值，也能够产生负的相电流分量ia、ib、ic。但是，作为限制条件，当然需要等式(1)、(2)、(3)的左边即iab、ibc、ica为0以上的值。例如，在ia＝10、ib＝6、ic＝-5时，iab＝16、ibc＝1、ica＝5。这样，能够对全节距绕组的电流iab、ibc、ica通入正的电流，来产生负的相电流分量ic＝-5。另外，这种驱动控制技术能够在使用第三技术方案的永磁体转子的情况下利用。例如，假定转矩目标值为ccw转矩的情况。在各相电流为0时，任一定子磁极通过永磁体产生ccw转矩tccw，另一定子磁极通过永磁体产生cw转矩tcw而产生两转矩tccw和tcw抵消的状态。此时，通过将产生tcw的定子磁极的相电流设定为负值，减小tcw，其结果是，能够生成ccw转矩。另外，在第十二、第十三技术方案中，示出了在定子上配置永磁体的构成，在该情况下，同样能够将相电流分量设定为负值来利用。
接着，对图1的全节距绕组的特性、特征进行说明。例如，向ab相绕组17、1d、18通入等式(1)所示的ab相电流iab，因此为在对a相定子磁极11和a/相定子磁极12进行励磁时、和在对b相定子磁极13和b/相定子磁极14进行励磁时使用的构成，共用于两个用途。其区别在于：图83的各集中绕组分别为对相应的定子磁极进行励磁的专用的绕组。
而且，如果在配置图1的ab相绕组17的槽中配置图83的a相绕组837和b/相绕组83g，且各自的卷绕匝数相同，则能够使ab相绕组17的绕组截面积变为2倍，槽内的绕组电阻变为1/2。因此，在不同时通入等式(1)中的ia和ib的情况下，图1的ab相绕组17能够将铜损降低到1/2。这是一个很大的吸引力。但是，当增加同时通入ia和ib的时间时，相对的铜损降低的比率降低。
图1的全节距绕组的一个问题点包括：各全节距绕组的线圈端部1d、1e、1f变长，绕组电阻增加的问题；配置各线圈端部的空间的问题；绕组制作相对于集中绕组的制作复杂的问题；以及绕组占空系数容易降低的问题。然而，这些问题点通常将电机极数多极化为4极对等来使用，能够减轻作为电机整体的线圈端部的负担。另外，将电机形状设定为细长的电机形状而不是扁平形状也是减轻线圈端部的负担的比例的方法之一。
另外，在本发明中的极对数的定义中，将包含基本的定子磁极和转子磁极等的构成定义为极对数为1(单)。因此，在本发明中，在图1的构成的情况下，将包含六个定子磁极和四个转子磁极的构成设定为单极对。单极对的圆周方向角度宽度以电气角计为360°。本发明所示其他方式的电机也是同样的。在本发明中，同样在使用了后面描述的永磁体的图37的转子的情况下，在磁极数为十四的转子中设定单极对，并在图37的整圆周上定义电气角360°。一般而言，作为磁阻电机、微调电机等其他电机的定义方法，也存在例如，根据电磁动作周期来规定、定义与上述不同的极对数、电气角的方法，因此确认以防混淆。
图1的全节距绕组的大问题点存在以下问题：由于另一相的磁通也与各相的绕组交链，所以各相的绕组电压变得复杂；以及各相的绕组中产生过大的电压。
例如，仅a相磁通
接着，为了明确与图1的磁阻电机的各全节距绕组交链的磁通的问题点以及其他问题点，用数学等式表示各相的电流、磁通、电压、转矩、输出功率并进行说明。但是，是以明确定性的相关关系为目的，在各种简化的条件的基础上成立的数学等式。具体地，软磁体在2.0特斯拉下磁饱和，在2.0特斯拉以下的区域呈线性，且相对磁导率足够大，例如，为2000以上。由电流励磁的磁通仅穿过定子磁极与转子磁极之间的狭窄的气隙部而生成，向周围的空间部的漏磁通足够小。该气隙部的磁阻足够小。忽略各绕组电阻，并忽略通入电流时的电压降。
对图1的磁阻电机为恒定旋转的状态进行研究。即，在通入近似连续额定的值的恒定电流io[a]的状态下，研究使转子以恒定速度vso[弧度/秒]向ccw旋转状态下的a相、b相、c相的磁通
图3(a)是从气隙面观察时，图1的磁阻电机的各定子磁极的内周表面形状在圆周方向上直线展开的图。横轴为转子旋转角位置θr，图1中的逆时针旋转方向ccw在图3的纸面中为右方向，表示从-30°到360°。图3的纵轴为转子轴方向。图1的各定子磁极11、16、13、12、15、14在图3中用相同的附图标记表示。在图3的各定子磁极的形状中，圆周方向宽度为30°，转子轴方向长度为ls。
图3(b)是从气隙面观察时，图1的各转子磁极的外周表面形状在圆周方向上直线展开的图。图1的各转子磁极1k、1l、1m、1n在图3中用相同的附图标记表示。在图1的转子向ccw旋转时，图3的各转子磁极1k、1l、1m、1n在图3的纸面中向右侧移动。在图3的各转子磁极的形状中，圆周方向宽度为30°，转子轴方向长度为ls。
关于图1的转子的旋转位置，将a相的定子磁极11的顺时针旋转方向端的旋转位置定义为转子的起点。如图所示，转子旋转角位置θr为从该起点到转子磁极1k的ccw方向端部的旋转角。图3(a)的各定子磁极和图3(b)的各转子磁极为在图3的纸面上位于上下方的部分互相对置的部分，为磁通在定子磁极与转子磁极之间通过的部分。
图1、图3的a相定子磁极和转子磁极对置的面积增加的部分、区间中通过的磁通
bo是在向定子磁极的绕组通入恒定电流io的状态下，向定子磁极和转子磁极对置的部分生成的磁通的磁通密度bo。
如上所述，图1的ab相全节距绕组17、18的电压vab，bc相全节距绕组19、1a的电压vbc，ca相全节距绕组1b、1c的电压vca成为复杂的电压。这样，首先，假定将集中绕组施加到各相的定子磁极上，然后考虑其相电压。即，为假定了向图1的定子磁极施加图83所示的各集中绕组的状态的虚拟相电压。具体地，向图1的a相定子磁极11缠绕的集中绕组的电压与向a/相定子磁极12缠绕的集中绕组的电压的和为a相电压va，将这两个串联绕组称为a相绕组wa。向b相定子磁极13缠绕的集中绕组的电压与向b/相定子磁极14缠绕的集中绕组的电压的和为b相电压vb，将这两个串联绕组称为b相绕组wb。向c相定子磁极15缠绕的集中绕组的电压与向c/相定子磁极16缠绕的集中绕组的电压的和为c相电压vc，将这两个串联绕组称为c相绕组wc。
由于卷绕于两个定子磁极的绕组串联连接，所以将两个绕组的卷绕匝数的和设定为nwa，忽略绕组电阻，在a相绕组wa中感应的a相电压va为下式。绕组电压为磁通交链数
上述恒定速度vso也能写成如下那样，因此将其代入。
vso＝dθr/dt(11)
在等式(10)中，(ls×nwa×bo×rr×vso)为恒定值。其中，在图84中，为了简单地表示各相电压，将其归一化为等式(12)并图示。
(ls×nwa×bo×rr×vso)＝1(12)
在图1的磁阻电机中，将各相的电流设定为恒定电流io[a]，根据等式(10)、(11)与图3的关系，能够将使转子以恒定速度vso[弧度/秒]向ccw旋转状态下的各相电压va、vb、vc作为图84示出。
a相绕组所供给的电力pa为电压与电流的乘积，变为下式。
pa＝va×io(13)
而且，假设电力和机械功率相等，a相产生的转矩ta变为下式。
ta＝pa/vso(14)
＝va×io/vso(15)
在等式(15)中，假设io/vso为恒定值，因此，a相转矩ta为与a相电压va成比例的值。另外，功率为[w]，转矩为[nm]，电压为[v]，电流为[a]，速度为[弧度/秒]，ls和rr以[m]为单位。
等式(8)至(15)的关系对于b相、c相也是相同的，因此，变为如下的关系。
vb＝ls×nwa×bo×rr×vso(16)
vc＝ls×nwa×bo×rr×vso(17)
tb＝vb×io/vso(18)
tc＝vc×io/vso(19)
但是，为在各相的定子磁极和转子磁极对置的面积增加的部分、区间中成立的等式。
另外，根据等式(15)、(18)、(19)，假设(io/vso)为恒定值，因此与图1、图83的磁阻电机相关的各相转矩ta、tb、tc分别与各相电压va、vb、vc成比例。在该意义上，在图84的各相电压va、vb、vc下以带括号的方式附注各相转矩ta、tb、tc。
接着，对在图1的磁阻电机中生成ccw的正方向的连续转矩的方法进行说明。在图84的a相转矩即ta生成正转矩的区间中，θr为0°至60°和90°至150°，通入图84的ia所示的电流。在图84的b相转矩即tb生成正转矩的区间中，θr为30°至90°和120°至180°，通入相对于图84的ia相位延迟30°的电流ib。在图84的c相转矩即tc生成正转矩的区间中，θr为60°至120°和150°至210°，通入相对于图84的ia相位延迟60°的电流ic。图84所示的各相的ccw的电压、转矩的大小为1.0、30°的角度宽度，各相的转矩产生区间为30°，合计为恒定转矩。这里，将相电流ia、ib、ic代入等式(1)、(2)、(3)能够求得应对图1的全节距绕组通入的电流iab、ibc、ica。
以上，对图1的动作、现象进行了说明。这些也与后面描述的其他技术方案有关，稍微详细地进行了叙述。然而，对于图1的全节距绕组的电压复杂的问题、图1的全节距绕组中产生过大的电压的问题还没有进行详细说明。
以下，对这些现象进行说明，并对与这些问题点对应的本发明的对策进行说明。
接着，将图1的全节距绕组的交链磁通、绕组电压在图4中示出，并进行说明。另外，对图4的电机模型作为一般化的电机构成来进行说明，以使其不仅能够应用于图1的磁阻电机，还能够应用于定子磁极的数量和转子磁极的数量不同的图19(b)、图25(b)的磁阻电机等。
图4的41是ax相定子磁极，42是ax/相定子磁极。配置绕组43、线圈端44、绕组45的全节距绕组wx1、绕组46、线圈端47、以及绕组48的全节距绕组wx2，分别将卷绕匝数设定为nwx/2。49和4a为转子磁极。虚线所示的4b为41和42以外的定子的部分，对定子磁极的数量等没有限定。虚线所示的4c为49和4a以外的转子的部分，对转子磁极的数量等没有限定。即，能够应用于各种电机。
结构、构成，且通入绕组wx1和wx2的电流为将图δ的集中绕组的电流转换为图1的全节距绕组的电流值的等式(1)、(2)、(3)那样的电流。
在该条件的基础上，图4中产生的磁通能够汇集成ax相定子磁极41和42穿过ax/相定子磁极42的磁通
如果在图4中不存在左右横穿的磁通
通常，即使是在图1那样的比较简单的构成的磁阻电机中，图1的磁通
例如，在图1的3相磁阻电机的情况下，增减各相的电流的时刻与增减另一相的电流的时刻重叠，因此，相互产生不良影响而难以进行电流控制。另外，在图19(b)、图25(b)等的4相以上的多相的磁阻电机的情况下，除了电流增减时的电压的不良影响之外，还会产生电压偏差的问题。这是因为在两个相同时生成转矩的区间中，存在伴随转子的旋转的恒定的磁通变化，因此相互影响，恒定的电压差动作用于励磁的两个绕组，产生电压偏差的问题。
针对这些复杂的现象，提出了通过各全节距绕组和驱动电路的组合，转换成简单的电压式，以容易且高效地驱动电压和电流的方法。这是串联连接上述全节距绕组wx1和全节距绕组wx2的方法。如下式所示，其两端电压为等式(20)与(21)的之和的电压。能够排除图4中横穿的磁通
如图4所示，全节距绕组wx1和wx2也为对磁通
图5是用于驱动图83的集中绕组、图1的全节距绕组的以往的代表性的驱动电路。5a是驱动电路整体的控制电路，5b是直流电压源，51、52、53、54、55、56是驱动用晶体管，57是在图1的17和18的ab相全节距绕组中通入ab相电流iab，58是在图1的19和1a的bc相全节距绕组中通入bc相电流ibc，59是在图1的1b和1c的ca相全节距绕组中通入ca相电流ica。其余的六个二极管为电力再生用二极管。
现在，为了对a相定子磁极11和a/相的定子磁极12进行励磁，在通入iab和ica的情况下，全节距绕组的电阻值较小，因此具有降低铜损的效果。然而，在图5的ab相全节距绕组57、ca相全节距绕组59中产生等式(20)、(21)所示的过大的电压。为了使绕组电压为直流电压源5b的电压以下，例如，当将绕组的卷绕匝数设定为1/2时，绕组电压变为1/2而绕组电流变为2倍。因此，图5的晶体管51、52、53、54、55、56的电流容量增加到2倍，产生成本增加、尺寸增大的问题。
另一方面，在通过图5的驱动电路对图83那样的集中绕组进行驱动的情况下，与各相绕组交链的磁通仅为该相的磁通，因此，不存在相电压复杂的问题。然而，如上所述，缠绕各自相的专用绕组，因此，绕组电阻变大，所以存在铜损较大、电机尺寸增大的问题。另外，稍后，将全节距绕组的具体的电压波形的示例示于图14，对电压的复杂度、过大电压的产生等示例进行说明。
接着，关于等式(20)、(21)、(22)所示的全节距绕组的电压变得复杂的问题、全节距绕组中产生过大的电压的问题等，示出了减轻问题点的方法。这是将图1的磁阻电机的全节距绕组和图6的驱动电路组合而成的构成。其特征之一在于：为从各全节距绕组的电压等式变为简单的电压的连接方法，为电流驱动方法。另一特征在于：为在图6的驱动电路中将多个电流以相互的影响较小的方法并联地通入的方法。该驱动方法不仅能够解决上述问题点，还能够进行图5的以往的驱动电路的2倍的电的功率输出。
图1的ab相全节距绕组1d的ab相电流iab、bc相全节距绕组1e的bc相电流ibc、ca相全节距绕组1f的ca相电流ica能够通过等式(1)、(2)、(3)用缠绕于各定子磁极的集中绕组的a相电流ia、b相电流ib、c相电流ic表示。
与上述等式(9)相同地，根据与交链磁通
接着，与图4和等式(20)、(21)相同地，且根据图1的各相的全节距绕组的交链磁通的关系，ab相全节距绕组1d的ab相电压vab、bc相全节距绕组1e的bc相电压vbc、ca相全节距绕组1f的ca相电压vca由下式表示。其中，各相的全节距绕组的卷绕匝数为nwa/2。当然，这些电压等式为法拉第电磁感应定律。另外，在各绕组的方向中，将该绕组的直流电流的流入侧设定为正，流出侧设定为负。
其中，在等式(27)、(29)、(31)中，施加与等式(22)的电压分量相当的差动电压，不仅复杂，而且具有较大的峰值电压。因此，如图4和等式(23)所示，串联连接两个绕组以抵消等式(22)中的差动电压的分量，并简化来通入。即，串联连接等式(27)、(29)、(31)的电压中的两个以抵消等式(22)中的差动电压的分量，从而能够使其成为如下式那样简化的各相的相电压。而且，在串联连接了两个绕组的两端不会产生过大的电压，不存在电压偏差的问题，能够消除驱动电路的电压负担。
vab+vbc＝vb(32)
vbc+vca＝vc(33)
vca+vab＝va(34)
通过后面叙述的图6等的驱动电路进行具体说明。
另外，如等式(26)至(34)所示，至此，着眼于成为驱动电路的问题的电压，特别地着眼于过电压进行了说明。然而，另一方面，各相的全节距绕组的电流iab、ibc、ica如等式(26)至(31)所示，分别对所有相的定子磁极产生电磁影响。例如，在仅对b相定子磁极13和b/相定子磁极14进行励磁的情况下，从等式(26)、(28)以及(32)可知，需要向ab相绕组17和bc相绕组19两个绕组准确地通入b相电流分量ib。这样，串联连接两个绕组时抵消的电压分量和向两个绕组通入电流时抵消的磁动势分量呈正反关系。另外，在上述示例中，向两个绕组通入的b相电流分量ib与对图1的虚拟的b相集中绕组通入了b相电流ib的情况下的电流和对各槽通入的电流的值相同。
另外，上述全节距绕组的电流、交链磁通、电压、转矩以及功率的关系变得复杂，因此，通过利用上述各等式对各定子磁极中缠绕的集中绕组的电流、交链磁通、电压、转矩以及功率进行换算，能够容易理解励磁的方法、控制的方法。另外，如果忽略绕组电阻等来进行简单建模，则集中绕组的各相电流ia、ib、ic与各相电压va、vb、vc的乘积之和为功率[w]，如果用旋转速度[rad/sec]除以功率得到转矩[nm]。
接着，对通过图6的驱动电路对图1的磁阻电机的各相的全节距绕组进行驱动的示例进行说明。作为按照上述等式(32)、(33)、(34)的构成，为了排除不需要且不利于驱动的电压成分，需要各相绕组的电压vab、vbc、vca各两个，共计六个绕组。因此，图2示出了将图1的ab相全节距绕组、bc相全节距绕组以及ca相全节距绕组分别变换成两个并联的绕组的构成。除这些绕组以外的构成与图1和图2相同。
图2的21和24为对图1的ab相全节距绕组17、1d、18进行变换后的两个并联的绕组。在图2的ab相全节距绕组21的附近，以带括号的方式附注图6的驱动电路和其他电机剖视图中共用表示的绕组编号w1和通入的ab相电流iab1。在ab相全节距绕组24的附近，同样地，以带括号的方式附注绕组编号w4和通入的ab相电流iab2。绕组21和24的卷绕匝数为(nwa/2)，iab1和iab2的值为(iab/2)，为同一值的电流。配置在电绝缘且与图6的驱动电路不同的地方并通电。
同样地，图2的23和26为对图1的bc相全节距绕组19、1e、1a进行变换后的两个并联的绕组。在bc相全节距绕组23的附近，以带括号的方式附注图6的驱动电路和其他电机剖视图中共用表示的绕组编号w3和通入的bc相电流ibc1。在bc相全节距绕组26的附近，以带括号的方式附注绕组编号w6和通入的bc相电流ibc2。
同样地，图2的25和22为对图1的ca相全节距绕组1b、1f、1c进行变换后的两个并联的绕组。在ca相全节距绕组22的附近，以带括号的方式附注图6的驱动电路和其他电机剖视图中共用表示的绕组编号w2和通入的ca相电流ica1。在ca相全节距绕组25的附近，以带括号的方式附注绕组编号w5和通入的ca相电流ica2。
另外，在后面描述的对图1进行了2极对化的图15的电机、或向图1的电机缠绕了环状的环形卷绕绕组的图16的电机的示例中，构成为同一相的绕组各两组、共计六个绕组，因此，即使在同一槽间分成两组绕组而不并联设置，也能够通过图6的驱动电路进行驱动。
然而，为了将图6的驱动电路上的两个同相的绕组的电压更准确地设定为同一值，在这些电机中，也将所有槽的绕组分成两个并联的绕组，分别串联连接，制作两个并联的同相的绕组群并作为图6的两个同相绕组连接的方法更加严密。在该情况下，上述两个绕组群的交链磁通相同，不会产生电压的不平衡。即，例如，即使存在电机的气隙不均匀等磁性非对称，并且，产生图6的驱动电路的电流控制误差，图6中的两个同一相的绕组群的电压也不会产生不平衡。但是，由于将所有槽的绕组分成了两个并联的绕组，所以绕组变得复杂。
图6的6s是驱动装置整体的控制电路，6r是直流电压源，61、62、63、64、65、66是驱动用晶体管。图6的67是图2中并联绕组的两个ab相全节距绕组中的一个21。在其他电机剖视图中共用表示的绕组编号中为w1，通过晶体管61通入ab相电流iab1。在67的附近附注带括号的(w1)。6a是另一个并联绕组，为图2的24，通过晶体管64通入ab相电流iab2。在6a的附近附注带括号的绕组编号(w4)。
同样地，图6的68是图2的22，为ca相全节距绕组中的一个，附注绕组编号(w2)。通过晶体管62通入ca相电流ica1。6b是另一个并联绕组，为图2的25，通过晶体管65通入ca相电流ica2。在6b的附近附注带括号的绕组编号(w5)。同样地，图6的69是图2的23，为bc相全节距绕组中的一个，附注绕组编号(w3)。通过晶体管63通入bc相电流ibc1。6c是另一个并联绕组，为图2的26，通过晶体管66通入bc相电流ibc2。在6c的附近附注带括号的绕组编号(w6)。另外，绕组的朝向是，通电电流为直流电流，并且配合电流的朝向而配置。另外，为了保护这些晶体管的负电压，也可以附加反并联的二极管。
在图6的ab相全节距绕组67与ca相全节距绕组6c之间配置电流方向的朝向的二极管6q，在ab相全节距绕组67与bc相全节距绕组68之间配置电流方向的朝向的二极管6k。在bc相全节距绕组68与ca相全节距绕组69之间配置电流方向的朝向的二极管6l，在ca相全节距绕组69与ab相全节距绕组6a之间配置电流方向的朝向的二极管6m。在ab相全节距绕组6a与bc相全节距绕组6b之间配置电流方向的朝向的二极管6n，在bc相全节距绕组6b与ca相全节距绕组6c之间配置电流方向的朝向的二极管6p。
在各绕组和各二极管中流动的电流具有等式(1)、(2)、(3)的关系。在二极管6q中流动a相电流分量ia/2，在6k中流动b相电流分量ib/2，在6l中流动c相电流分量ic/2，在6m中流动a相电流分量ia/2，在6n中流动b相电流分量ib/2，在6p中流动c相电流分量ic/2。这些二极管具有如下作用：即使各绕组产生过电压，也能降低过电压对电流不相互流动的另一绕组的影响。但是，在各绕组中各晶体管串联地连接，且具有控制各绕组的pwm平均电压、电流的功能，因此，根据磁阻电机的驱动条件、状态，可以去除这六个二极管的一部分或全部。
其余的六个二极管6d、6e、6f、6g、6h、6j为直流电压源6r的电力再生用二极管。也用于通入各相的飞轮电流。
接着，对图6的各绕组的电压进行说明。ab相全节距绕组67、二极管6k以及ca相全节距绕组68之间的电压为等式(34)的关系，这些两端的电压为a相电压va。通过串联连接ab相全节距绕组67和bc相全节距绕组68，来抵消等式(27)的ab相电压vab和等式(31)的ca相电压vca的复杂电压、过大电压。
而且，绕组67中流动的ab相电流iab1为等式(1)的电流的1/2，绕组68中流动的ca相电流ica1为等式(3)的电流的1/2。其中从绕组67向68流动的电流分量为a相电流分量ia的1/2。
绕组67和6a为相同的电压、电流，绕组68和6b为相同的电压、电流。因此，6a和6b的两端电压也相同，且具有相同的作用、效果。而且，从绕组67向68流动的电流分量与从绕组6b向6a流动的电流分量之和为a相电流分量ia，对图2的a相定子磁极11和a/相定子磁极12进行励磁。
图6的bc相全节距绕组69、二极管6m以及ab相全节距绕组6a之间的电压为等式(32)的关系，这些两端的电压为a相电压vb。通过串联连接bc相全节距绕组69和ab相全节距绕组6a，来抵消等式(29)的bc相电压vbc和等式(27)的ab相电压vab的复杂电压、过大电压。
而且，绕组69中流动的bc相电流ibc1为等式(2)的电流的1/2，绕组6a中流动的ab相电流iab2为等式(1)的电流的1/2。其中从绕组69向6a流动的电流分量为b相电流分量ib的1/2。
绕组69和6c为相同的电压、电流，绕组6a和67为相同的电压、电流。因此，67和6c的两端电压也相同，且具有相同的作用、效果。而且，从绕组69向6a流动的电流分量与从绕组67向6c流动的电流分量之和为b相电流分量ib，对图2的b相定子磁极13和b/相定子磁极14进行励磁。
图6的bc相全节距绕组69、二极管6l以及ca相全节距绕组68之间的电压为等式(33)的关系，这些两端的电压为a相电压vc。通过串联连接bc相全节距绕组69和ab相全节距绕组68，来抵消等式(29)的bc相电压vbc和等式(31)的ca相电压vca的复杂电压、过大电压。
而且，绕组69中流动的bc相电流ibc1为等式(2)的电流的1/2，绕组68中流动的ca相电流ica1为等式(3)的电流的1/2。其中从绕组69向6a流动的电流分量为c相电流分量ic的1/2。
绕组69和6c为相同的电压、电流，绕组68和6b为相同的电压、电流。因此，6b和6c的两端电压也相同，且具有相同的作用、效果。而且，从绕组69向68流动的电流分量与从绕组6b向6c流动的电流分量之和为c相电流分量ic，对图2的c相定子磁极15和b/相定子磁极16进行励磁。
接着，在图2中，对转子向ccw旋转时的图6的动作顺序，对其概略进行说明。在转子旋转角位置θr为0°的位置处，转子磁极向a相定子磁极11接近，并开始对置。而且，在θr为0°到30°期间，这两磁极相互对置的面积增加，以等式(1)、(3)的a相电流分量ia对a相定子磁极11进行励磁来生成ccw方向的转矩。此时，a/相定子磁极12也同样地作用。
同样地，在转子旋转角位置θr为30°的位置处，转子磁极向b相定子磁极13接近，并开始对置。而且，在θr为30°到60°之间，这两磁极相互对置的面积增加，以等式(1)、(2)的b相电流分量ib对b相定子磁极13进行励磁来生成ccw方向的转矩。此时，b/相定子磁极14也同样地作用。
同样地，在转子旋转角位置θr为60°的位置处，转子磁极向c相定子磁极15接近，并开始对置。
而且，在θr为60°到90°之间，这两磁极相互对置的面积增加，以等式(2)、(3)的c相电流分量ic对b相定子磁极15进行励磁来生成ccw方向的转矩。此时，c/相定子磁极16也同样地作用。
这样，在转子向ccw旋转时，a相、b相、c相能够交替并依次地动作来连续地生成ccw转矩，旋转。另外，图2的磁阻电机并非同步电机那样与转子旋转同步地进行定子的通电动作的结构，而是在动作的定子磁极的相变化时通电的绕组在圆周方向上变化120°，因此存在容易混淆的方面。另外，在上述发明中，对电流iab1和iab2为相同电流值、ibc1和ibc2为相同电流值、ica1和ica2为相同电流值的情况进行了说明，但出于减少转矩脉动，减少电机振动、噪声等目的，也能够变形为相互不同的相位、不同大小的电流。这些也包含在本发明中。
另外，图6、图26等的驱动电路的电流的种类、数量与图5的驱动电路的电流的数量为三个的情况相比增加至2倍，因此增加了检测各电流值以对电流进行控制的负担。在图6的情况下，电流的种类是等式(1)、(2)、(3)的2倍。这些等式的左边的值iab、ibc、ica各有两个，因此需要进行六种电流检测。右边的电流ia、ib、ic也各有两个，为六种电流，但可以通过相互计算而求出。存在各种类型的电流检测器，可以使用任意一种。一种电流检测方法包括在两种电流合并的地方一起检测两种电流的方法，能够使电流检测器的制作、电路上的配置等更简化。例如，在图6的二极管6k的阴极与6l的阴极的连接点处，在使用分流电阻从a相电流分量ia/2和c相电流分量ic/2的电压降检测其电流值的情况下，能够组合两个分流电阻来制作，也可以使共同电位共用，能够简化电流检测器。为等式(3)的检测，检测ia/2、ic/2，也能够检测出ica1。其他两组、四个电流检测也是同样的。另外，可以使用模拟方式、高速数字方式等各种方式将电流值从电流检测电路向电位不同的电机整体的控制电路传递。
接着，为了对图1和图2的磁阻电机的具体的电流、电压、转矩以及功率的特性进行说明，作为与图10的电机输出特性和磁阻电机特性密切相关的软磁体的非线性电磁特性的示例，对图11、图12、图13进行说明。图10是电动汽车ev等的转速和转矩的特性的示例。横轴为转速，最高转速为10000rpm。纵轴为转矩t，最大转矩为100nm。图10的a所示的区域是汽车的主机用途中在陡坡道的爬坡驾驶等中所需要的，低速旋转的大转矩区域为重要的特性。由于大的电流，软磁体磁饱和，功率因数通常会降低。另外，由于大电流铜损变大，成为电机尺寸增大的主要原因。电机的尺寸增大在安装、重量、成本方面成为问题。图10的b所示的区域为高速旋转区域，是汽车的高速行驶中所需要的。由于绕组电压受电源电压的限制，所以需要减小磁通。在区域a和区域b中，关于磁场磁通的大小，需要相反的特性。另外，在区域b中，存在转矩脉动的问题，噪声、振动的问题，以及铜损增加的问题。
另外，在以往的磁体同步电机中，在区域a的低速旋转中的大转矩中需要大的磁通，在区域b的高速旋转中的恒定输出特性的区域中需要减少磁通的量，磁场特性相反。在区域a中，由于磁饱和而功率因数降低，存在电机铜损增加而电机尺寸增大的问题。在区域b中，由于磁场削弱，功率因数降低而电压过大，存在逆变器尺寸增大的问题。
图10的c所示的区域为恒定输出区域，基础转速为2500rpm，因此输出为26.18kw。图10的d所示的区域为汽车的驾驶中使用频率较高的区域，是对电机、逆变器的大小、重量、成本影响较小的区域。然而，由于使用频率较高，所以在效率、燃料消费率方面很重要。另外，为要求安静，特别地需要降低噪声的区域。以上，如图10所示的代表性的动作区域a、b、c、d所示，ev的主机用电机要求各种特性。对满足这些要求特性的本发明技术进行说明。
接着，图11示出了磁阻电机的特性、输出的基础电磁特性。图11的实线111例如是，图1的a相定子磁极11、a/相定子磁极12、转子磁极1k、1m、以及定子的后轭的软磁体的磁特性，即a相磁通
与图1的a相相关的特性为111。在a相电流ia作为图11的动作电流iop起作用时，在iop小的区域中斜率大，为直线状，但随着电流值变大，成为磁饱和的特性。励磁电流iex在图11的iop为动作点112时，113的凹状的大致三角形的面积为磁能em，其单位为[wb·turn·a]和[joule]。114的凸状的大致三角形的面积为磁共能eco，其单位为[wb·turn·a]和[joule]。
作为图11的特性的条件，首先考虑a相定子磁极11和转子磁极1k的整个表面对置的状态，即转子旋转角位置θr＝30°时的静止状态。当将该状态下的a相绕组wa的电感设定为la时，可将a相绕组wa中感应的a相电压va写成等式(9)至(35)那样。
而且，当对两边的等式进行时间积分时，得到磁通交链数ψ。
但是，这里，在比例定数即电感la随着电流ia的增加而非线性地变化的情况下，在右边的(la×ia)中产生较大的误差。电感la根据电流ia的值发生较大变化，并且也会根据转子旋转角位置θr发生较大变化。使用电感la以等式表示能量、功率输出、转矩输出并讨论是困难的。
在θr＝30°时静止的状态下使a相电流ia从0增加到iop的情况下的a相绕组wa的电压与电流的乘积(va×ia)的时间积分与图11的113的面积相等，为磁能em，其单位为[joule]。此时，从电源侧向电机侧供给的能量仅为113的磁能em，没有给出114的磁共能eco。
接着，在将a相电流ia设定为iop的状态下，当θr＝0°或者以恒定速度vso稍微从负值旋转到30°时，a相电压va为等式(9)、(10)，变为恒定值vop。该旋转期间的a相绕组wa的电压与电流的乘积(va×ia)的时间积分为图11的113的面积与114的面积之和。此时，从电源侧向电机侧供给的能量为113的磁能em和114的磁共能eco，磁共能eco转换成电机的转矩并输出。另一方面，通过将a相电流ia从iop设定为0，磁能em从电机侧向电源侧再生。重复这些循环，输出转矩、功率。另外，如何将该磁能em向电源再生是磁阻电机的课题之一。稍后，在图14中对该动作的示例进行说明。
另外，由于图1的电机具有图11那样的磁特性，所以在轻负载且电流较小的区域中，与磁能em相当的无效电力和与磁共能eco相当的有效电力大致相等，功率因数变为50[％]左右。当负载变大时，磁共能eco的比率增大，功率因数也变为80[％]以上。从这样的特性可以看出，图1的磁阻电机利用磁饱和特性来提高功率因数。
另外，在等式(7)、(8)以及(14)至(19)中，为了讨论电机输出大于连续额定输出的区域中的电机输出的概略，在假设图11的112的磁能em为0而电磁简化的条件下进行了说明。将通入一定程度上大的电流io，以恒定速度vso旋转的状态中的电流、电压、磁通、转矩作为概略示出。与此相对，在图11至图13中，为了对磁阻电机的瞬态电流、电压、转矩、功率进行说明，示出了软磁体的磁饱和特性、磁能em、磁共能eco等定性的电磁特性。虽然这两个条件稍有矛盾，但可以无障碍地区分使用。由于磁阻电机在磁非线性的区域中动作产生较大的转矩，所以难以表现、说明。
接着，图12的121是图1的磁阻电机的转矩特性的示例。横轴iex为励磁电流，与图11相同。纵轴为转矩。假定转子旋转角位置θr为20°，且转子磁极1k的2/3接近图1的a相定子磁极11的位置。图12的122的区域例如为，在励磁电流iex，即a相电流ia较小的区域中，a相定子磁极11的前端以及转子磁极1k的前端的磁通密度为1.5[t]以下的值的磁性相对线性的区域。成为二次方转矩特性。图12的123的区域为a相定子磁极11的前端的磁通密度通常为1.7至2.0[t]的值的磁饱和的区域。具有大致直线状的转矩特性。图12的124的区域例如为，不仅定子磁极的前端和转子磁极的前端，而且齿整体或后轭等的磁通密度也变高的磁阻变大的区域。
接着，图13的131为转子旋转角位置θr与通过定子的齿的磁通的大小
以上，如图11、图12、图13所示，图1的磁阻电机为在磁通密度磁饱和的区域中动作的电机。饱和的程度是与励磁电流iex的电流值和转子旋转角位置θr相关的特性，并不简单。因此，在图14中示出了电流、电压的波形的示例，但会根据驱动条件而变化。
为了避免各数学等式由于这些磁非线性而变得不清楚，在本发明中，尽量不使用各绕组的电感l而进行说明。如图11、图12所示，本发明的磁阻电机利用磁非线性来实现功率因数、效率良好的转矩输出、功率输出。因此，本发明的磁阻电机的主要动作点处的各绕组的电感发生较大变化，损害了本来应该为比例常数的电感的表达上的优点。因此，如等式(36)所示，如果通过卷绕匝数nwa、交链磁通
接着，在图14中，示出了使用图6的驱动电路产生ccw的恒定转矩来以恒定转速vso向ccw旋转驱动图1的磁阻电机的情况下的各相的电流、电压的波形的示例。图14的ia为假设将集中绕组缠绕于图1的a相和a/相的定子磁极11、12并串联连接的a相绕组wa的a相电流ia。va是a相绕组wa的a相电压va。同样地，示出了b相绕组wb的b相电流ib、b相电压vb以及c相绕组wc的c相电流ic、c相电压vc。另外，在图14中，将电流值、电压值的基准值设定为1.0，并示出了相对的值。电压值指等式(12)。电流值的1.0是指等式(13)等中的恒定电流io[a]。
图14中的a相电流ia的值如下：在转子旋转角位置θr为-7.5°至0°的范围内增加电流，在θr为0°至25°期间设定为恒定电流值1.0，θr为25°至35°的范围内减少电流并设定为0。电流的周期为转子磁极的间距的90°。形成b相电流ib比ia相位延迟30°，c相电流ic比ia相位延迟60°的电流波形。在图14中示出了，a相电流ia增加的时间和减少的时间以转子旋转角位置的换算值计相差2.5°的情况的示例。
图14的a相电压va如下：当在θr为-7.5°的位置处a相电流ia开始增加时，图1的a相定子磁极11和转子磁极1k还没有隔着气隙对置，但是接近，因此产生漏磁通，等式(9)的a相电压va开始增加。在此期间，通过图6的驱动电路开始向电机侧供给电机的磁能em和电机的功率输出的磁共能eco，产生转矩。
θr从0°到22.5°的a相电压va在等式(10)中变为恒定电压，通过图6的驱动电路开始向电机侧供给电机的磁能em和电机的功率输出的磁共能eco。而且，磁共能eco转换成转矩输出。当然，与图1的a相定子磁极相关的输入电力是图14的a相电流ia与a相电压va的乘积(ia×va)。
在θr从22.5°到30°的期间，a相电流ia减少，在θr从-7.5°到22.5°的期间存储的磁能em向图6的直流电压源6r再生，因此a相电压va变为较大的负电压。再生电力为此时的(ia×va)。另外，在该再生动作期间，与a相电流ia成比例的磁动势也作用于电机的磁电路，输出与a相电流ia相应的ccw的转矩。
在θr从30°到35°期间，持续进行磁能em的再生动作，直到a相电流ia进一步减少并变为0为止。该期间为转子磁极1k与a相定子磁极11分离的区间，在向ccw旋转的状态下产生cw转矩。即，为负的转矩，进行发电，并且该发电电力也向图6的直流电压源6r再生。
上述θr从22.5°到35°期间的再生电力与图11的磁能em相关为较大的值，再生方法为本发明的课题之一。此时的再生电力(ia×va)和再生电压对图14的ab相电压vab、bc相电压vbc、ca相电压vca的电压波形有较大影响。
形成b相电压vb比va相位延迟30°，c相电压vc比va相位延迟60°的电压波形。
接着，实际上缠绕到图1的磁阻电机上的ab相全节距绕组1d的ab相电流iab具有等式(1)的关系，变为图14的ab相电流iab。bc相全节距绕组1e的bc相电流ibc具有等式(2)的关系，变为图14的bc相电流ibc。ca相全节距绕组1f的ca相电流ica具有等式(3)的关系，变为图14的ca相电流ica。
各相电流ia、ib、ic的通电时间的比率约为1/3，与此相对，ab相电流iab、bc相电流ibc、ca相电流ica的通电时间的比率约为2/3，约为2倍。另外，在集中绕组的情况下的相电流的电流波形和在全节距绕组的情况下的电流波形为不同的形状，但是在各槽中流动的电流的和为两种方式，并且始终相同。在该意义上，通过两种方式生成的各定子磁极的磁通、产生的转矩也相同。
图1的ab相全节距绕组1d的ab相电压vab根据其交链磁通变为等式(27)的值。变为与各相的相电压va、vb、vc相关的复杂电压，形成图14的vab的电压波形。这里，对全节距绕组即ab相绕组wab的ab相电压vab和ab相电流iab进行研究。在图14中，θr为-7.5°至0°期间为将ab相电流iab从0增加到1.0的区间，但是ab相电压vab变为超过1.0的大电压，变为在vab的整个区间中，特别地，ab相电流iab的增加困难的区间。其中，c相电压vc的再生电压不利地工作。
该现象在通过图5的以往的驱动电路对图1的全节距绕组的磁阻电机进行驱动的方面为大问题。在开始向ab相全节距绕组1d通入ab相电流iab并增加的时刻，由于c相的影响，在ab相全节距绕组1d中产生较大的逆电压，发生妨碍电流控制的现象。各相的电流控制相互产生逆电压，而妨碍了电流控制。
θr为-52.5°至65°期间为将ab相电流iab从1.0减少到0的区间，但是ab相电压vab变为超过-1.0的负电压，变为在vab的整个区间中，特别地，ab相电流iab的减少困难的区间。其中，b相电压vb的再生电压不利地工作。
这样，ab相绕组wab的电流控制变为大问题，这是因为其ab相电压vab如等式(27)所示，各相的磁通交链。存在产生局部较大的电压的问题，和产生妨碍电流的增减的电压的问题。在图5的以往的驱动电路的情况下，对直流电压源5b的电压负担、驱动用各晶体管的电压负担变大。而且，当增大直流电压源5b的电压时，成为问题的上述c相电压vc的再生电压和b相电压vb的再生电压也会增加相同的量，因此，无法简单地解决。另外，还存在ab相电压vab变得复杂，难以控制电压、电流的问题。
bc相全节距绕组1e的bc相电压vbc具有等式(29)的关系，与ab相电压vab相比相位延迟30°。ca相全节距绕组1f的ca相电压vca具有等式(31)的关系，与ab相电压vab相比相位延迟60°。
另外，在实际的电流控制中，通常，在各晶体管中进行pwm控制，以获得到任意的等价平均电压、电流，因此严格来说存在一些差异。另外，为了通过pwm控制进行精密的电流控制，虽然在图6中省略了说明，但是需要用于检测各相的电流值的电流检测单元和使用该电流检测信号的反馈控制。也需要通过编码器检测转子旋转角位置θr。
另外，也能够将定子磁极和转子磁极的圆周方向宽度从图1的30°扩大到35°或40°等。磁能em的再生动作的时间上的自由度相应于扩大的圆周方向宽度的角度而增加。但是，在该情况下，槽截面积减少，因此，绕组电阻相应地增加，且铜损增加。
接着，对该图6的驱动电路的利用效率进行说明。示出了将图1的各全节距绕组分别变更为并联的两个全节距绕组的图2的磁阻电机。能够在电磁上等效地动作。通过图6的驱动电路对该图2的磁阻电机进行驱动的优点之一是驱动电路的小型化。
在通过图5的以往的驱动电路对图1的三个全节距绕组进行驱动的情况下，向绕组17、18的ab相全节距绕组和绕组1b、1c的ca相全节距绕组通电来驱动a相定子磁极11和a/相的定子磁极12。这样，能够从两条路径进行电力供给，而且如果不存在电压过大等问题，则存在图5的以往的驱动电路的最大输出pfmax能够由下式得出的可能性。
pfmax＝vdc×irat×2(37)
其中，vdc为电源电压，irat为晶体管的电流容量。
另一方面，图83的831为a相的定子磁极，向集中绕组837、838和83c、83d通入a相电流ia来对其进行驱动。由于从3相中的一条路径进行电力供给，所以该条件下的图5的以往的驱动电路的最大输出pcmax变为下式。
pcmax＝vdc×irat(38)
等式(37)的最大输出pfmax为等式(38)的最大输出pcmax的2倍。然而，在图5的以往的驱动电路中存在以下问题：绕组电压变为等式(27)、(29)、(31)那样的特性，电压变得复杂，而且在高速旋转的重负载时产生过大电压。因此，无法获得等式(37)的最大输出pfmax。
接着，对通过图6的本发明的驱动电路，和驱动电路在图1的全节距绕组的磁阻电机中进行驱动的情况下的利用效率进行说明。如上所述，为了通过图6的驱动电路进行驱动，将图1的各相的全节距绕组变更为并联的两组绕组。将线圈端部为1d的ab相全节距绕组设定为w1和w4，线圈端部为1f的ca相全节距绕组设定为w2和w5，线圈端部为1e的bc相全节距绕组设定为w3和w6。在图6中，为绕组67为w1，68为w2，69为w3，6a为w4，6b为w5，6c为w6的构成。
现在，在图1的θr＝10°的状态下生成ccw转矩的情况下，为了对a相定子磁极11和a/相定子磁极12进行励磁，ab相全节距绕组w1、w4的ab相电流iab1、iab2，分别通入换算成a相的集中绕组的电流(ia/2)。同时，ca相全节距绕组w2、w6的ca相电流ica1、ica2，也分别通入换算成a相的集中绕组的电流(ia/2)。
在图6中，这些电流从晶体管61穿过绕组67(w1)，穿过二极管6q，穿过二极管6c(w6)，穿过晶体管66而通入电流(ia/2)。同时，从晶体管63穿过绕组69(w3)，穿过二极管6m，穿过绕组6a(w4)，穿过晶体管64而通入电流(ia/2)。然后，随着转子的旋转，向b相定子磁极13和b/相定子磁极14，以及c相定子磁极15和c/相定子磁极16的励磁转移，依次切换通电电流。
上述通电状态中的图6的本发明的驱动电路的电力供给的最大输出pnmax以两条路径供给，因此变为下式。
pnmax＝vdc×irat×2(39)
等式(39)的最大输出pnmax为通过图5的以往的驱动电路对以往的集中绕组的磁阻电机进行驱动的等式(38)的最大输出pcmax的2倍的值。图6中的晶体管的数量与图5中的晶体管的数量相同为六个，能够实现驱动电路的小型化。
另外，如前所述，在图6中，如串联连接的两个绕组的电压和为等式(32)、(33)、(34)那样，(22)的电压分量抵消，因此，降低高速旋转的重负载时的过大电压，也消除了伴随着转子旋转的电压偏差的问题。
以上，对通过图6的驱动电路对图2所示的磁阻电机的全节距绕组进行高效地驱动的示例进行了说明。与集中绕组相比，能够将全节距绕组的电阻值降低至1/2，因此能够降低铜损。能够从以下进行相对估计：在通入a相电流分量而对a相定子磁极11和a/相定子磁极12进行励磁时，使用图2所示的全绕组的2/3。在集中绕组的情况下，只能使用1/3的绕组。
另外，根据图6的驱动电路中的绕组配置，实现等式(32)、(33)、(34)的电压关系的绕组配置，从而消除了等式(20)、(21)、(20)以及(27)、(29)、(31)所示的电压复杂化的问题、过大电压的问题、以及伴随转子旋转的电压偏差的问题。另外，示出了，在图6的驱动电路中，由于能够始终通过两条路径供给电力，所以能够以相同数量的晶体管供给2倍的电力，因此可以实现驱动电路的小型化。
另外，作为主流的电机大多使用的三相交流、正弦波电压、正弦波电流的应用永磁体的同步电机的驱动电路在六个晶体管中进行pwm控制来控制电压、电流。通常，由于星形接线的3端子的绕组只能供给一条路径的电力，所以其最大输出psmax与等式(38)相同，变为下式。
psmax＝vdc×irat(40)
因此，与现有的应用永磁体的同步电机的驱动电路相比，图6的本发明的驱动电路和全节距绕组磁阻电机的各绕组的连接方法有可能实现使其小型化和低成本化至1/2。
另外，有刷直流电机的驱动电路使用四个晶体管以一条路径供给电力。因此，与有刷直流电机的驱动电路相比图6的本发明的驱动电路可能更能小型化。
能够通过图6的驱动电路进行驱动的磁阻电机的第一条件如各图所示，为通过直流电流对各定子磁极进行励磁，从而吸引转子磁极并依次生成旋转转矩的电机构成。另外，各磁极的形状并不限定于图2那样的矩形的凸极，圆周方向宽度也可以根据需要的电机特性在某种程度上改变。第二条件为：通过配置于槽的绕组，可以对该绕组的圆周方向的两侧的定子磁极进行励磁。即，能够共用绕组。为等式(1)、(2)、(3)的关系。例如，为图2、图4所示的全节距卷绕的电机。反之，在图83等中的磁阻电机中，将专用的集中绕组缠绕于各定子磁极，无法共用，因此无法通过图6中的驱动电路进行驱动。第三条件为：可以进行如等式(22)的电压分量能够抵消那样的两个绕组的串联连接。
另一方面，图6的驱动电路的构成的第一条件为：如上所述，以等式(22)的电压分量抵消的方式，按照等式(32)、(33)、(34)的关系将相应的两个绕组串联且相互连接。第二条件为：能够同时通入等式(1)、(2)、(3)的关系的电流的两条路径的电流。进一步而言，也能够同时通入等式(1)、(2)、(3)的关系的全部电流。另外，图6的驱动电路示例中的绕组配置顺序为等式(1)、(2)、(3)的配置顺序。另外，图6的驱动电路中的绕组配置顺序即使在同相的绕组相反地配置的情况下也是等价的，因此能够对纸面上作为绕组配置顺序的配置进行改写、变换。
另外，在图6中的驱动电路中，示出了绕组6c的一端与二极管6q的阴极连接，驱动电路整体循环的示例，能够高效地进行各绕组的驱动。然而，也可以进行各种变形。例如，如果增加向绕组6c的一端供给电流的晶体管和通入二极管6q的电流的晶体管，则能够变更为驱动电路整体不循环的方式。另外，也可以改变各晶体管的位置、各绕组的位置。这种在本发明的主旨范围内的驱动电路也包含在本发明中。
实施例2
接着，将第一技术方案中的驱动电路的其他实施例在图7中示出，并进行说明。在图1的电机中，全节距绕组的数量少至三个，为奇数，在将两个绕组串联并相互通电的方法的情况下，需要非对称的部分，因此会产生电路上的负担。为了消除这种电路上的负担，如图2所示，示出了将各相绕组设定为并联的绕组的构成，并且设定为六个绕组通过图6中的驱动电路进行驱动的示例。在图6中，将各相的电压、电流分为两组进行驱动，因此晶体管的数量增多为六个，但不产生上述的电路上的负担，各晶体管的电流值为1/2，因此所有晶体管的电流的总容量变为较小的值，当简单地从逻辑上考虑时，能够使逆变器小型化。
图7为直接驱动图1的三个全节距绕组的方法。与图1相比，在纸面上删除右半部分。晶体管61、62、63，绕组67、68、69以及它们周围的二极管6d、6e、6f、6k、6l为与图6相同的配置、构成。新增加了晶体管71和二极管72、73。它们相当于用于补偿上述非对称性的电路上的负担。另外，在图7中，图1的各绕组不像图2的绕组那样设定为并联绕组，因此各部的电流值与图6相比变为2倍的电流值。
接着，对图7和图1的动作进行说明。
向ab相的全节距绕组67通入ab相电流iab。向bc相的全节距绕组69通入bc相电流ibc。向ca相的全节距绕组68通入ca相电流ica。各电流具有等式(1)、(2)、(3)的关系。a相电流分量ia从晶体管61穿过ab相的全节距绕组67，穿过二极管6k，穿过ca相的全节距绕组68，穿过晶体管62进行控制。c相电流分量ic从晶体管63穿过bc相的全节距绕组69，穿过二极管6l，穿过ca相的全节距绕组68，穿过晶体管62进行控制。b相电流分量ib从晶体管63穿过bc相的全节距绕组69，穿过二极管73，穿过ab相的全节距绕组67，穿过晶体管71进行控制。
在上述b相电流分量ib的控制中，在ib的通入与ia以及ic的通入重叠的情况下，发生与图6不同的电压的干扰，需要进行控制上的设计。为等式(26)至(34)的关系，电压波形上为图14的关系。将这三个绕组中的两个绕组串联进行控制，因此如等式(32)、(29)、(34)所示，能够进行电流控制而不受由另一相的磁通变化引起的过大电压的不良影响。
与通过图5的电路对图83的以往的电机进行驱动的情况相比，图1的电机的绕组为全节距绕组，因此能够将槽内铜损降低1/2，图7的晶体管的数量为四个，因此能够将所有晶体管的总电流容量降低至4/6＝2/3。但是，在同时通入各电流分量ia、ib、ic中的多个电流的情况下，电压、电流关系稍微变得复杂，因此需要进行控制上的考虑。
实施例3
接着，将第一技术方案中的驱动电路的其他实施例在图8中示出，并进行说明。与上述图7、图6相比，新增加了晶体管81和二极管82、83、84。在图8的驱动电路中，b相电流分量ib从晶体管61穿过ab相的全节距绕组67，穿过二极管84，通过晶体管81进行通入。另一b相电流分量ib从晶体管63穿过bc相的全节距绕组69，穿过二极管83，通过晶体管81进行通入。通过晶体管81并行地通入绕组67和69的b相电流分量ib。在该情况下，如图14示出的电压示例，受到由另一相的磁通变化引起的过大电压的不良影响，但是晶体管81是能够向两绕组施加2倍的电压的构成，因此能够消除电压问题。电压干扰问题较小。但是，由于晶体管81并行地通入b相电流分量ib，所以需要其他的晶体管的2倍的电流容量。
另外，如上所述，晶体管81通入绕组67和69的b相电流分量ib，但是绕组67和69的动作状态并不相同，因此两绕组的电压不同。为了消除该问题，也能够将晶体管81分为两个晶体管811和812。为通过晶体管811通入绕组67的b相电流分量，通过晶体管812通入绕组69的b相电流分量的方法。虽然增加了一个晶体管，但由于分别对绕组67和69的b相电流分量进行驱动，所以能够进一步减轻、消除电压、电位的问题。
其中，ab相的全节距绕组67的电压变为等式(26)、(26)，受到a、b、c相的磁通的影响，同时，反之，向绕组67流动的电流变为对a、b、c相的各相的磁极产生电磁影响的关系。而且，通过向绕组67和69的两绕组准确地通入b相电流分量ib，变为b相电流分量ib对a相磁极和c相磁极产生的电磁影响抵消的关系。即，此时，两绕组的b相电流分量ib仅对b相定子磁极和b/相定子磁极施加b相电流分量ib的磁动势。
作为另一示例，在图8中，晶体管69和81为截止的状态，在通过晶体管61和62通入绕组67和69中的电流ixx时，根据等式(4)、(5)、(6)，ixx变为a相电流分量，变为对b相磁极和c相磁极产生的电磁影响抵消的关系。
实施例4
接着，将第一技术方案中的驱动电路的其他实施例在图9中示出，并进行说明。与上述图85、图6相比，去除绕组间的二极管6k、6l，新增加了晶体管91和二极管92。图9的电路的动作与图85的电路动作相似，但是没有上述二极管，因此产生各绕组间的电压的相互影响。在图9的情况下，绕组68是绕组67和69的共用的串联绕组，因此可以维持等式(33)、(34)中的关系，并且控制使绕组间的电压的相互影响较小。
然而，当绕组的数量为四个以上时，在没有绕组间的二极管的情况下，相互的电压干扰的问题变大，因此无法维持等式(32)、(33)、(34)中那样的关系，将定子磁极的两侧的绕组串联连接来抵消、排除由另一相的磁通变化引起的电压的影响的效果减弱。图6的驱动电路的绕组数为六个，通过各绕组间的二极管来减轻相互的电压干扰。即使去除各绕组间的二极管也能通电，但是当同时通入两个以上的电流时，无法维持等式(26)至(34)的关系。而且，驱动电路的电压负担增加，因此必须减少各绕组的卷绕匝数以降低电压并增大电流。其结果是，在去除了各绕组间的二极管的逆变器中，各晶体管的总电流容量增加，因此尺寸增大、成本增加。
实施例5
接着，将第一技术方案中的其他实施例在图15中示出，并进行说明。图15的磁阻电机为对图1进行了2极对化的电机，并且在定子中具备十二个凸极状的定子磁极和绕组。各绕组以电气角180°的间距全节距卷绕，为向各槽集中缠绕一相的绕组的集中卷绕的构成，总共为六个全节距绕组。转子具备八个凸极状的转子磁极。定子磁极和转子磁极的圆周方向宽度以电气角计为30°，以机械角计为15°的示例。在图2中，设定为与将各槽的全节距绕组分成两个并列配置的全节距绕组的绕组条件类似的条件。即，各自的卷绕匝数为(nwa/2)。例如，两个ab相绕组的通电电流为(iab/2)。另外两个bc相绕组、两个ca相绕组也是同样的。此时，虽然图15的各绕组的电压、电流与图2情况下的驱动频率不同，但具有大致类似的特性。
图15的15a和15d是a2相定子磁极，15a/和15d/是a2/相定子磁极。15b和15e是b2相定子磁极，15b/和15e/是b2/相定子磁极。15c和15f是c2相定子磁极，15c/和15f/是c2/相定子磁极。
151是ab2相绕组，是驱动电路图6中的67，通入iab1的电流。154也是ab2相绕组，是驱动电路图6中的6a，通入iab2的电流。
152是bc2相绕组，是驱动电路图6中的6c，通入ibc2的电流。155也是bc2相绕组，是驱动电路图6中的69，通入ibc1的电流。153是ca2相绕组，是驱动电路图6中的6b，通入ica2的电流。156也是ca2相绕组，是驱动电路图6中的68，通入ica1的电流。
另外，电流iab1和iab2为向不同电路单元流动的电流，但为具有相同的相位、振幅的电流。因此，在图6的电路图上，也能够相互调换图15中的绕组151和154的绕组位置。
同样地，在图6的电路图上，也能够分别调换图15中的绕组152和155，以及153和156。特别地，图15是绕组配置的示例，其中，各绕组的线圈端部的偏压和线圈端之间的重叠程度平衡，且绕组的制作性优异。例如，能够首先缠绕绕组152、154和156，接着以最短的方式缠绕绕组151、153和155。
另外，由2极对的全节距绕组构成的图15中的磁阻电机具备十二个槽和绕组，在该绕组中，同一位相的绕组各有两个，通入完全相反方向的电流的绕组也各有两个。因此，线圈端部的绕组连接处具有选择两个槽的自由度。即，对于发挥一定电磁作用的电机，无法一概而论地限定绕组的连接关系。因此，图15所示的各绕组和图6所示的各绕组的对应关系可以有多种变形。进一步地，可以变形为波绕组，也可以进行各种组合。
另外，为了合理地制作电机，在图15的磁阻电机中设定为全节距绕组，但这在某种意义上限制了绕组连接。即，各绕组必须与具有以电气角计180°的相位差的两个槽的绕组中的任一个连接。在该方面，图15所示的各绕组和图6所示的各绕组的纸面上的配置顺序，以及ccw方向旋转时的时间上的通电顺序与图2的情况不同。另外，在接下来所示的图16的实施例中，为环状的环形绕组的示例，为不存在线圈端部中的槽之间的绕组连接的示例，不存在对上述绕组连接的限制。
如上说明的那样配置，与转子的旋转一起通入各相电流来产生转矩，能够对转子进行旋转驱动。通过图6驱动电路对图15的磁阻电机进行驱动的方法、特征等得到的效果等与通过图6驱动电路对图2的磁阻电机进行驱动的情况相同。即，与图83中的集中绕组相比，能够将全节距绕组的电阻值降低至1/2，另外，能够始终通过两条路径供给电力，因此能够以相同数量的晶体管供给2倍的电力，可以实现驱动电路的小型化。此时，通过设定为等式(32)、(33)、(34)的关系，能够消除电压复杂化的问题、过大电压的问题、以及伴随转子旋转的电压偏差的问题。
另外，图15的磁阻电机为对图1进行了2极对化的电机，因此各相的全节距绕组各相有两个，共计六个，适于图6驱动电路中的驱动。因此，在图2的情况下，示出了将各槽的全节距绕组分为两个并且并列配置的示例，但在图15的情况下，这是不需要的，能够将全节距绕组比较简单地设定。
然而，各绕组的交链磁通在电机各单元也存在形状误差等，因此在各相的交链磁通、产生电压中也产生误差。在想要更严格地处理交链磁通以及电压的情况下，也能够如图2的电机那样设定为并联绕组。即，在图15的电机的情况下，为例如，ab3相绕组具有151、154两个绕组，因此将其分别设定为并联绕组，制作成串联连接了两个绕组的两组ab3相绕组，将其配置为图6的ab相绕组67(w1)和绕组6a(w4)的方法。两组ab3相绕组的交链磁通相等。bc3相绕组、ca3相绕组也是同样的。另外，在为对图1进行了4极对化的电机的情况下，串联连接两个同相的全节距绕组，能够通过图6的驱动电路进行驱动。或者，也能够将图6的驱动电路扩大至2倍，用十二个晶体管对十二个全节距绕组进行驱动。这种变形也包含在本发明中。
实施例6
接着，将第一技术方案中的其他实施例在图16中示出，并进行说明。除了绕组以外，各定子磁极、各转子磁极与上述的图1相同。为各自单独地缠绕每个槽的绕组的方法。16j为a3相定子磁极，16k为a3/相定子磁极，16l为b3相定子磁极，16m为b3/相定子磁极，16n为c3相定子磁极，16p为c3/相定子磁极。
图16的槽内的绕组167与图1中的ab相绕组的槽内的绕组17相同，为ab3相绕组。然而，不为全节距绕组，而是从槽穿过线圈端部164向后轭的外侧的绕组162缠绕。161表示绕组167的截面形状，163表示绕组162的截面形状的示例。该绕组的形式也被称为环形绕组或者环状绕组。图16中的168也为ab3相绕组，同样地，为穿过线圈端部16h向后轭的外侧的绕组16f缠绕的环状的环形绕组。绕组168的绕组的朝向为绕组167的相反方向。16e表示绕组168的截面形状，16g表示绕组16f的截面形状的示例。同样地，169、16a为bc3相绕组，16n、16p为ca3相绕组。
绕组167、168的环形绕组的交链磁通为上述全节距绕组的交链磁通的一半，因此为了使两电机中的绕组的电压一致，将环形绕组的卷绕匝数设定为图1的2倍即nwa。这也使磁通与卷绕匝数的乘积即磁通交链数ψ与图1的值一致。另外，为了使图16和图1的两电机产生的转矩一致为相同的值，需要使向各槽通入的电流与卷绕匝数的乘积[a×turn数]一致为相同的值。因此，分别向图16的ab3相绕组167、168通入iab/2＝(ia+ib)/2作为ab3相电流。
同样地，图16中的169、16a也为bc3相绕组，与图16中的ab3相绕组167、168同样地向后轭的外侧缠绕。向这些bc3相绕组169、16a分别通入ibc/2＝(ib+ic)/2作为bc3相电流。图16中的16b、16c为ca3相绕组，分别通入ica/2＝(ic+ia)/2作为ca3相电流。在通入这样的各相电流时，在电机内部产生图16中的各相电流，起作用的磁动势与图1、图2中的各相电流的磁动势相同。
接着，使用图4中的绕组43、45、46、48以及各磁通
这些电压变为与等式(20)、(21)、(22)不同的电压。而且，包含横穿图4的另一相的磁通
串联连接绕组167和16c的情况下的电压变为下式。
串联连接绕组16b和168的情况下的电压变为下式。
在等式(45)、(46)中，能够仅设定穿过图4中的ax相和ax/相定子磁极的磁通
将这些绕组、交链磁通和电压的关系应用于图16中的各绕组，得到下式的关系。
其中，将绕组167的电压设定为vabt1，将绕组168的电压设定为vabt2，将绕组169的电压设定为vbct1，将绕组16a的电压设定为vbct2，将绕组16b的电压设定为vcat1，将绕组16c的电压设定为vcat2。将假设向a3相定子磁极16j缠绕了nwa卷绕匝数的集中绕组的电压设定为a3相电压va3。同样地，将b3相定子磁极16l的b3相电压设定为vb3，将c3相定子磁极16n的c3相电压设定为vc3。
另外，串联连接绕组167和16c时的两绕组的交链磁通的总和相当于图83中的绕组837的集中绕组的交链磁通即a相磁通
图16和图83中的绕组之间的功能上的差异在于：图16中的各环形绕组为可以对圆周方向的两侧的定子磁极进行励磁并且可以共用的共用绕组，而图83中的绕组837、838为对a相定子磁极831进行励磁的专用的绕组。而且，图16中的各环形绕组的槽内的绕组电阻可以降低至图83中的各绕组的槽内的绕组电阻的1/2。
接着，对图16中的各绕组与图6中的驱动电路的各绕组的对应关系、以及通入的各电流进行说明。图16中的ab3相绕组167作为图6中的67连接，并且通入ab3相电流即iab1＝iab/2。在167的附近，以带括号的方式附注与其他电机的共用符号即绕组编号w1和电流名称iab1。同样地，ab3相绕组168作为图6中的6a连接，并且通入ab3相电流即iab2＝iab/2。在168的附近，以带括号的方式附注绕组编号w4和电流名称iab2。bc3相绕组169作为图6中的69连接，并且通入bc3相电流即ibc1＝ibc/2。在169的附近，以带括号的方式附注绕组编号w3和电流名称ibc1。bc3相绕组16a作为图6中的6c连接，并且通入bc3相电流即ibc2＝ibc/2。在16a的附近，以带括号的方式附注绕组编号w6和电流名称ibc2。ca3相绕组16b作为图6中的6b连接，并且通入ca3相电流即ica2＝ica/2。在16b的附近，以带括号的方式附注绕组编号w5和电流名称ica2。ca3相绕组16c作为图6中的68连接，并且通入ca3相电流即ica1＝ica/2。在16c的附近，以带括号的方式附注绕组编号w2和电流名称ica1。各电流iab、ibc、ica为等式(1)、(2)、(3)的关系。
接着，相对于图6中的驱动电路中产生的各绕组的电压对图16中的各绕组进行说明。图6中的绕组67、二极管6k和绕组68之间的电压为串联连接图16中的绕组167和绕组16c的电压，由等式(47)示出，并且抵消了由两绕组分别交链的另一相的磁通引起的电压分量，变为a3相电压va3的电压。即，由等式(41)、(44)的磁通
同样地，图6中的绕组69、二极管6l和绕组68之间的电压为串联连接图16中的绕组169和绕组16c的电压，由等式(52)示出，并且抵消了由另一相的磁通引起的电压分量，变为c3相电压vc3的电压。
同样地，图6中的绕组69、二极管6m和绕组6a之间的电压为串联连接图16中的绕组169和绕组168的电压，由等式(49)示出，并且抵消了由另一相的磁通引起的电压分量，变为b3相电压vb3的电压。
同样地，图6中的绕组6b、二极管6n和绕组6a之间的电压为串联连接图16中的绕组16b和绕组168的电压，由等式(48)示出，并且抵消了由另一相的磁通引起的电压分量，变为a3相电压va3的电压。
同样地，图6中的绕组6b、二极管6p和绕组6c之间的电压为串联连接图16中的绕组16b和绕组16a的电压，由等式(51)示出，并且抵消了由另一相的磁通引起的电压分量，变为c3相电压vc3的电压。
同样地，图6中的绕组67、二极管6q和绕组6c之间的电压为串联连接图16中的绕组167和绕组16a的电压，由等式(50)示出，并且抵消了由另一相的磁通引起的电压分量，变为b3相电压vb3的电压。
如上所示，设定为如下的电路构成、绕组配置：图6中的驱动电路的各晶体管之间的电压抵消串联连接各自的两个绕组并由与两绕组交链的另一相的磁通引起的电压分量。其结果是，图6中的驱动电路对等式(47)至(52)那样的比较简单的电压进行驱动，因此不会产生过大的电压，电流的控制性也良好，能够高效地进行驱动。
接着，对通过图6中的驱动电路使图16的磁阻电机向ccw持续地旋转的情况下的动作进行说明。在转子旋转角位置θr为0°的位置处，转子磁极向a3相定子磁极16j接近，并开始对置。另外，此时，通入图6所示的绕组的电流如上所述，ab3相电流为iab1＝iab2＝iab/2，bc3相电流为ibc1＝ibc2＝ibc/2，ca3相电流为ica1＝ica2＝ica/2。另外，各电流iab、ibc、ica为等式(1)、(2)、(3)的关系。
在θr为0°到30°期间，a3相定子磁极16j和转子磁极相互对置的面积增加，向图6中的绕组67通入iab1，向绕组68通入ica1。具体的电流波形的示例为图84中的a相电流ia，以等式(1)、(3)中a3相电流分量ia/2进行励磁生成ccw方向的转矩。此时并行地，a3/相定子磁极16k也同样地作用。向图6中的绕组6b通入iab2，向绕组6a通入ica2。其值为等式(1)、(3)的a3相电流分量ia/2，对a3/相定子磁极16k进行励磁生成ccw方向的转矩。
在θr为30°到60°期间，b3相定子磁极16l和转子磁极相互对置的面积增加，向图6中的绕组69通入ibc1，向绕组6a通入iab2。具体的电流波形的示例为比图84的a相电流ia相位延迟30°的电流波形，以等式(1)、(2)中的b3相电流分量ib/2进行励磁生成ccw方向的转矩。此时并行地，b3/相定子磁极16m也同样地作用。向图6中的绕组67通入iab1，向绕组6c通入ibc2。其值为等式(1)、(2)的b3相电流分量ib/2，对b3/相定子磁极16m进行励磁生成ccw方向的转矩。
在θr为60°到90°期间，c3相定子磁极16n和转子磁极相互对置的面积增加，向图6中的绕组6b通入ica2，向绕组6c通入ibc2。具体的电流波形的示例为比图84的a相电流ia相位延迟60°的电流波形，以等式(2)、(3)中的c3相电流分量ic/2进行励磁生成ccw方向的转矩。此时并行地，c3/相定子磁极16p也同样地作用。向图6中的绕组69通入ibc1，向绕组68通入ica1。其值为等式(2)、(3)的c3相电流分量ic/2，对c3/相定子磁极16p进行励磁生成ccw方向的转矩。这样，在转子向ccw旋转时，a相、b相、c相能够交替并依次地动作来连续地生成ccw转矩，旋转。
另外，上述电流值为模型化示例，实际上，为出于方便通电电压/电流的驱动、或者考虑磁非线性、或者减少振动噪声、或者减少转矩脉动等的目的，而校正上述电流值后的电流值。另外，在图6中具有通电电流的自由度，也可以将一部分的电流值设定为偏离等式(1)、(2)、(3)的电流值。进一步地，虽然在后面描述，但可以向图6的所有路径都通入电流。
以上，示出了通过图6中的驱动电路对图16所示的磁阻电机的环形绕组进行高效地驱动的示例。与集中绕组相比，能够将图16中的环形绕组的槽内的电阻值降低至1/2，因此能够降低铜损。但是，如图16中的绕组162那样，在后轭的外侧需要绕组，因此存在铜损增加的问题，在原理上抵消了上述优点。然而，可以进行例如，后面图17所示的电机整体，或者通过图18所示的电机的复合有效地利用上述外侧绕组的设计。因此，存在实现电机的小型化、轻量化、低成本化的可能性。
另外，根据图6的驱动电路中的绕组配置，实现等式(47)至(52)的电压关系的绕组配置，从而消除了等式(41)、(42)、(43)、(44)所示的电压复杂化的问题、过大电压的问题、以及伴随转子旋转的电压偏差的问题。而且，通过图6的驱动电路和上述绕组配置的构成，能够在电压方面无浪费且效率较高，并且在电流方面通过两条路径供给电力，因此可以以相同数量的晶体管供给以往的2倍的电力。因此，存在实现驱动电路的小型化、轻量化、低成本化的可能性。
实施例7
接着，对将图16中的环形绕组分成两个并联的绕组，将以电气角计相隔180°的两个绕组串联连接，并设定为与图5相似的电压关系、电流关系的方法进行说明。另外，在图16中的环形绕组中，各槽的绕组分别独立，因此各绕组间的连接的自由度较高。不存在如全节距绕组那样的对各槽间的绕组连接的限制。
将图6中的ab3相绕组的167分成两组绕组，设定为wabt1和wabt2。将ab3相绕组168分成两组绕组，设定为wabt3和wabt4。同样地，将bc3相绕组的169分成两组绕组，设定为wbct1和wbct2。将bc3相绕组16a分成两组绕组，设定为wbct3和wbct4。同样地，将ca3相绕组的16b分成两组绕组，设定为wcat1和wcat2。将ca3相绕组16c分成两组绕组，设定为wcat3和wcat4。
而且，将ab相绕组的上述绕组wabt1和wabt3串联连接并设定为wab31。将上述绕组wabt2和wabt4串联连接并设定为wab32。这些绕组wab31和wab32如后面等式(53)、(54)所示，相当于图2中的绕组21和22，作为电磁特性是等价的。虽然前后颠倒但为了使其等价，在上述实施例3中将图16中的各环形绕组的卷绕匝数设定为nwa，但在实施例4中对将两个绕组串联连接的构成进行了研究，因此将wabt2和wabt4的卷绕匝数设定为nwa/2。通入绕组wab31和wab32的电流与图2中绕组21和22相同，设定为iab/2。
对于bc3相绕组也是同样地，将wbct1和wbct3串联连接并设定为wbc31，将wbct2和wbct4串联连接并设定为wbc32。对于ca3相绕组也是同样地，将wcat1和wcat3串联连接并设定为wca31，将wcat2和wcat4串联连接并设定为wca32。
为了对将图16的各绕组变形后的wab31、wab32、wbc31、wbc32、wca31、wca32的电压特性进行评价、确认，使用图4中的电机模型来研究绕组的交链磁通和电压。现在，假设图4中的绕组43、45、46、48的绕组为图16中的167、168、16b、16c的环形绕组。当将上述绕组wab31的电压设定为vab31，将上述绕组wca31的电压设定为vca31时，使用各磁通
等式(53)、(54)、(55)变为与假定了图1的磁阻电机的等式(20)、(21)、(22)相同的值。在图2中，将图1中的绕组分成两个并联的绕组，但是由于各自的绕组的卷绕匝数相同，所以图2和图1的各绕组的交链磁通和电压相同。因此，能够确认将图16中的各绕组变形后的wab31、wab32、wbc31、wbc32、wca31、wca32与图2中的绕组21、24、23、26、25、22等价。而且，如这些绕组为图2中的全节距绕组一样，能够通过图6中的驱动电路控制电压、电流。例如，等式(53)、(54)的
另外，例如，绕组wab31不以图16中的167的交链磁通和168的交链磁通相同为前提，双方的磁通交链。因此，实施例4的方法与实施例3的方法相比，具有由各磁极的制作时的形状误差、气隙的形状误差等引起的电压误差等抵消的效果，且特性稳定。
在该实施例4中，示出了将图16中的各绕组变形后的示例。能够进行电磁等价的各种变形。能够替换图6的电路上同一相的绕组。另外，也可以将上述实施例3的构成和实施例4的构成混合。这些变形后的构成也包含在本发明中。
另外，与全节距绕组相比环形绕组能够简化绕组。能够设定为以从槽包围后轭的方式环状地整齐排列的绕组，并且能够简化绕组制作并提高绕组占空系数。特别地，在图19、图25等那样相数增加的情况下，当将绕组设定为全节距绕组时，存在线圈端部的绕组复杂化的问题，但是如果是图16那样的环状绕组，则与另一相的绕组不相交，并且可以实现简化、高占空化。
另一方面，与图1中的线圈端部的绕组相同，图16中的后轭的外径侧的绕组无助于电机内部的磁动势生成。因此，减轻外径侧绕组的负担的方法之一是将其应用于扁平的电机。此时，能够获得环形绕组简洁的优点。
另外，由于环形绕组的一部分暴露于转子外周部，所以能够提高冷却效果。铜线的热传导率较高，能够将槽内产生的铜损的热量有效地释放到外周部。作为散热的方法，不仅可以进行自然风冷，而且可以对电机外周部进行强制风冷、液冷等。
实施例8
接着，图17示出了将图16中的磁阻电机设定为更扁平的结构并使其具有特征性构成的示例。图17是将从图16的外侧观察到的圆周方向形状直线展开的图。图17中的纸面的上下方向为转子轴方向，纸面的左右方向为将圆周方向形状直线展开的方向。图17中的绕组171为图16中的绕组163和167。绕组172为图16中的绕组16c。绕组173为图16中的绕组169。定子磁极174为图16中的定子磁极11。定子磁极175为图16中的定子磁极16。各定子磁极的圆周方向角度宽度为60°。在纸面上，图17中的左右为波浪线，省略图示。在图17中，使定子的后轭的一部分向转子轴方向凹陷，并且在该空间中缠绕绕组。lss是定子的转子轴方向长度，为与图1、图16等中的转子轴方向长度ls相同的长度。因此，图17的构成能够缩短线圈端部的转子轴方向长度的2倍的尺寸，因此能够实现更扁平的磁阻电机。也能够缩短各线圈的长度，因此能够降低铜损，并且降低铜线成本。如上所示，容易进行外部冷却。在向电动汽车等各种设备组装电机的情况下，扁平的电机的用途较多。但是，为了确保定子的后轭部的磁通通过的截面积，需要稍微增大定子直径。另外，定子的软磁体的形状变得复杂，因此需要进行例如，在其一部分使用容易进行三维构造的压粉磁心的设计。
实施例9
接着，图18示出了第一技术方案中的其他实施例。其为将内径侧电机和外径侧电机这两组电机一体化配置的复合电机的构成。在图18中的电机构成中，将上述图16中的电机构成作为内径侧电机，增加了内径侧和外径侧为对称结构的外径侧电机，进一步地，为2极对化的构成的磁阻电机。
图18中的18g为内径侧电机的转子，18h为外径侧电机的转子，分别具备八个转子磁极。内径侧电机的定子和外径侧电机的定子形成背对背的配置，后轭部18f一体化。背对背的定子磁极为同相的定子磁极，内径侧电机和外径侧电机分别具备十二个定子磁极。各绕组为环状的环形绕组的形式，内径侧定子的绕组和外径侧定子的绕组被一体化，并且共同使用。
图18中的电机构成的特征之一在于：例如，在上述图16中的磁阻电机中，无法在ab3相的环形绕组的槽部167、侧面部164、外径部162中利用外径部162的磁动势，但在图18中的磁阻电机中，能够将配置在外径侧槽内的ab4相绕组181产生的磁动势有效地利用于外径侧定子和外径侧转子之间的电磁作用。图18中的电机构成的另一特征在于：能够从电机的外径部到内径部有效地利用电机，因此能够增大电机的输出密度。
图18中的184是a4相定子磁极，其内径侧的定子磁极为内径侧电机的a4相定子磁极。同样地，18q为a4/相定子磁极，18e为b4相定子磁极，18s为b4/相定子磁极，18r为c4相定子磁极，188为c4/相定子磁极。其余的电气角360°之间的六个定子磁极为同样的重复配置。
绕组187为ab4相绕组穿过线圈端部182向绕组181缠绕，以包围定子铁芯的后轭部18f的方式缠绕。相当于图16中的绕组167、164、162。绕组183也为ab4相绕组，但绕组的朝向与绕组187、18的绕组朝向相反。
ab4相绕组为181、183、18j、18k。bc4相绕组为189、18a、18l、18m。ca4相绕组为18b、18c、18n、18p。
接着，对通过图6中的驱动电路对图18的磁阻电机进行驱动的方法进行说明。将上述ab4相绕组181、183串联连接并配置于图6中的绕组67(w1)。将ab4相绕组18j、18k串联连接并配置于绕组6a(w4)。绕组的朝向与电流方向一致。
同样地，将bc4相绕组189、18a串联连接并配置于绕组69(w3)。将bc4相绕组18l、18m串联连接并配置于绕组6c(w6)。将ca4相绕组18p、18b串联连接并配置于绕组68(w2)。将ca4相绕组18c、18n串联连接并配置于绕组6b(w5)。
作为这样的绕组配置、连接，能够与上述图16的驱动方法同样地，通过图6的驱动电路，根据转子的旋转位置供给电压、电流来对图18中的磁阻电机进行驱动。另外，在上述各绕组的配置中，也能够替换同相的绕组。另外，也可以进行串联、并联等绕组的变形。然而，另外，各绕组的交链磁通在电机各单元也存在形状误差等，因此在各相的交链磁通、产生电压中也产生误差。在想要更严格地处理交链磁通以及电压的情况下，也能够如图2的电机那样设定为并联绕组。即，在图18的电机的情况下，为例如，ab4相绕组具有181、183、18j、18k四个绕组，因此将其分别设定为并联绕组，制作成串联连接了四个绕组的两组ab4相绕组，将其配置为图6的ab相绕组67(w1)和绕组6a(w4)的方法。两组ab4相绕组的交链磁通相等。bc4相绕组、ca4相绕组也是同样的。
通过采用图18那样的电机构成，能够有效地利用环形绕组有。另外，还可以在电机空间内、内径侧有效利用，因此能够形成输出密度较高的电机。另外，也可以采用图17那样的定子构成，还可以实现电机的扁平化。特别地，在图19(b)、图25(b)那样相数较多的磁阻电机中，当设定为全节距绕组时线圈端部变得复杂，因此采用图18那样的电机构成能够简化线圈端部。其结果是，具有以下优点：能够降低线圈端部的铜损；能够减少线圈端部的铜损构件；能够使电机小型化等。另外，图18为内径侧和外径侧的复合电机，但也可以在转子轴方向上构成两个电机来形成复合电机。
实施例10
接着，图19的剖视图、图20的驱动电路示出了第一技术方案中的其他实施例。图19是定子磁极为八个转子磁极为六个的磁阻电机的示例。图19(a)是在以往的磁阻电机中缠绕集中绕组。图19(b)为在各槽中缠绕并联的全节距绕组的磁阻电机的示例。使绕组并联的原因与图2的情况相同，是为了使其形成在通过图20的电路进行驱动时，将对某一定子磁极进行励磁的两侧绕组串联连接并通入电流，抵消另一相的交链磁通而不受其影响的构成。
图19(a)的901是a5相定子磁极，902是a5/相定子磁极。904是b5相定子磁极，903是b5/相定子磁极。905是c5相定子磁极，906是c5/相定子磁极。908是d5相定子磁极，907是d5/相定子磁极。901和908是s极，在圆周方向上，s极的同一极性在圆周方向上排列，902和907为n极，在圆周方向上，n极的同一极性在圆周方向上排列。其他的定子磁极在圆周方向上n极和s极交替排列。
另外，向图19(a)的各定子磁极缠绕集中绕组。
将向a5相和a5/相定子磁气901、902缠绕的191、192设定为a5相集中绕组wa5，将通入的a5相电流设定为ia5。将两定子磁极的合计卷绕匝数设定为nwa。同样地，将向b5相和b5/相定子磁气904、903缠绕的193、194设定为b5相集中绕组wb5，将通入的b5相电流设定为ib5。将向c5相和c5/相定子磁气905、906缠绕的195、196设定为c5相集中绕组wc5，将通入的c5相电流设定为ic5。将向d5相和d5/相定子磁气908、907缠绕的197、198设定为d5相集中绕组wd5，将通入的d5相电流设定为id5。
图19的磁阻电机的构成为相对于转子的中心点点对称的构成，并且为使定子磁极中产生的磁通向电气角180°的相反侧通过的构成。在该情况下，当定子磁极的数量为4的倍数时，如图19所示，出现在圆周方向上定子磁极的n极和s极未交替排列的部分。定子磁极的极性的排列部分无规律。在定子磁极的数量为图δ的六个、十个、十四个或者十八个等的情况下，能够在圆周方向上交替配置定子磁极的n极和s极。图19是定子磁极的数量为4的倍数且n极和s极未交替排列的示例。其结果是，在图19(a)中，绕组191的电流符号为正，绕组198的电流符号为负，向同一槽中通入正和负的电流。另外，绕组197、192也是同样的。在后面所示的图19(b)的全节距绕组的情况下，需要将一部分绕组的电流更改为正和负。图19是发生这种不良情况时的电机的示例，并示出了其应对示例。
图19(b)将图19(a)的集中绕组变更为全节距绕组。而且，分成两个并联的全节距绕组。其原因与上述图2的情况相同，是为了使其形成在通过图20的电路进行驱动时，将对定子磁极进行励磁的两侧绕组串联连接并通入电流，抵消另一相的交链磁通而不受其影响的构成。
91ad1和91ad2在线圈端连接至相隔180°的槽中，为并联地缠绕的ad5相的全节距绕组，将ad5相电流iad5一半一半地通入，向各自的绕组通入iad5/2。91ba1和91ba2在线圈端连接至相隔180°的槽中，为并联地缠绕的ba5相的全节距绕组，同样地，通入ba5相电流的1/2即iba5/2。91cb1和91cb2在线圈端连接至相隔180°的槽中，为并联地缠绕的cb5相的全节距绕组，通入cb5相电流的1/2即icb5/2。91dc1和91dc2在线圈端连接至相隔180°的槽中，为并联地缠绕的dc5相的全节距绕组，通入dc5相电流的1/2即idc5/2。
向图19(b)的并联地缠绕的各全节距绕组中的一侧的绕组通入的电流与通入虚拟的集中绕组的电流具有下式的关系。
iad5＝ia5-id5(56)
iba5＝ia5+ib5(57)
icb5＝ib5+ic5(58)
idc5＝ic5+id5(59)
其中，等式(56)中的电流iad5为ia5与id5的差，因此其为如果ia5较大，则为正值，如果id5较大，则为负值的不规则的值。因此，为了使仅通过电流iad5的驱动电路就能够通入正的电流和负的电流，并且抵消后面描述的另一相的磁通分量，需要将位于圆周方向上相邻的槽内的全节距绕组串联连接来通电。
对图19(b)所示的各相的磁通进行说明。
电流的朝向用电流符号表示，圆圈中的x字符表示从纸面的表側向里侧的通电，圆圈中的黑圆点表示从纸面的里侧向表側的通电。绕组91ab1和91ab2的电流符号为白色圆圈，特别地，通入正的电流和负的电流。具体地，在对从a5/相定子磁极902通过a5相定子磁极901的a5相磁通
图19(a)的各集中绕组wa5、wb5、wc5、wd5的电压va5、vb5、vc5、vd5为下式。
与图2的情况相同，将图19(b)的各全节距绕组的卷绕匝数设定为nwa/2。
根据图19所示的各磁通的方向等，这些全节距绕组91ad1、91ba1、91cb1、91dc1的各电压vad5、vba5、vcb5、vdc5为下式。
另外，虽然各槽中具有两组全节距绕组，但它们是相同的电压。
这样，与各全节距绕组的所有相的磁通交链，因此形成非常复杂的电压波形。而且，由于另一相的励磁电流的急剧增减会产生较大的电压。在各相的电流恒定的区间中，磁通也会随着转子的旋转增加，因此对某一绕组增加电压，在其相反方向的绕组中感应出负的电压。即，产生电压偏差。
虽然为这样复杂的电压，但是如(32)、(33)、(34)所示，通过将两个特定的绕组串联连接，可以仅采用特定的相的磁通分量，抵消另一相的磁通分量。具体地，为将配置在一个相的定子磁极的圆周方向两侧的两个全节距绕组串联连接的方法。这两个全节距绕组为相反方向的朝向，因此如果将两个绕组串联连接，则由另一相的磁通分量引起的电压分量必然会被抵消。根据等式(64)至(64)，可以导出下式的关系。
但是，如等式(56)所示，对d5相和d5/相定子磁极908、907进行励磁时的ad5相电流iad5变为相反方向的电流，因此将等式(71)的ad5相电压vad5的附图标记设定为负。
如等式(68)至(71)那样，抵消等式(64)至(67)那样的复杂电压，实现了简化的电压关系。图20所示的驱动电路能够实现等式(68)至(70)的电压关系，并且能够将对各定子磁极进行励磁的任意的励磁电流分量同时并联地通入。
图20是对图19(b)的磁阻电机进行驱动的驱动电路的示例。图20所示的绕组用与图19的绕组相同的附图标记表示。与图2的磁阻电机和图6中的驱动电路的关系相比，构成为从3相变为4相，并且能够向绕组91ad1和91ad2通入正电流和负电流。图20中的20s为驱动电路整体的控制电路，20r为直流电压源。通过pwm控制等对各晶体管进行控制，从而向各绕组供给电压和电流。
201为向ad5相的全节距绕组91ad1通入等式(56)、(57)的a5相电流分量(ia5/2)的晶体管。(ia5/2)穿过二极管22c，穿过ba5相的全节距绕组91ba1，通过晶体管203进行驱动。为了便于理解，将通过图20的各部分的电流分量以带括号的方式附注，例如，(ia5/2)。
上述ba5相的全节距绕组91ba1通过晶体管203通入等式(57)的ba5相电流iba5。cb5相的全节距绕组91cb1通过晶体管204通入等式(58)的cb5相电流icb5。dc5相的全节距绕组91dc1通过晶体管205通入等式(59)的dc5相电流idc5。因此，b5相电流分量(ib5/2)通过二极管22d，c5相电流分量(ic5/2)通过二极管22e，d5相电流分量(id5/2)通过二极管22f。
而且，在图20的纸面的右侧，ba5相的全节距绕组91ba2通过晶体管208通入等式(57)的ba5相电流iba5。cb5相的全节距绕组91cb2通过晶体管209通入等式(58)的cb5相电流icb5。dc5相的全节距绕组91dc2通过晶体管20a通入等式(59)的dc5相电流idc5。因此，a5相电流分量(ia5/2)通过二极管22g，b5相电流分量(ib5/2)通过二极管22h，c5相电流分量(ic5/2)通过二极管22j，d5相电流分量(id5/2)通过二极管22b。
向ad5相的全节距绕组91ad2通入等式(56)的ad5相电流iad5，但是其为a相电流分量(ia5/2)和d相电流分量(id5/2)的差的值，且既有正值又有负值，因此需要将其设定为也能够通入负电流的驱动电路。增加晶体管206来通入对于全节距绕组91ad2来说为负电流的(-id5/2)电流，并以点划线20m所示方向的电流进行通电。另外，对于另一个ad5相的全节距绕组91ad1也是同样的，增加晶体管202，以虚线20p所示方向的电流通入对于全节距绕组91ad1来说为负电流的(-id5/2)。
二极管221、222、223、224、225、226、227、228、229、22a为用于电力再生、或者使电流在驱动电路内循环来形成所谓的飞轮通电的二极管。另外，二极管22b、22c、22d、22e、22f、22g、22h、22j具有降低各绕组和晶体管的电压对另一相产生的电压的影响的效果。但是，具有通过对各晶体管进行pwm控制从而更改施加到各绕组的电压的能力，同样地，也具有在某种程度上吸收从另一相受到的电压影响的能力。因此，并非所有这些二极管都是必需的。
接着，在图22中示出图19的磁阻电机的电压特性的示例，并进行说明。转子的旋转角位置θr与图1、图2相同，为从a5相定子磁极901的cw方向端到转子磁极90j的ccw方向端的旋转角。对转子以恒定旋转速度向ccw旋转时的电压、电流、转矩的示例进行说明。图22的横轴为时间t，在最下部示出了各时刻的转子的旋转角位置θr。
图22中的va5为在假设向图19(a)的a5相和a5/相定子磁极901、902的集中绕组191、192即a5相绕组wa5通入大约连续额定电流大小的a5电流ia5的情况下的、集中绕组wa5中感应的电压。此时，定子磁极901、902与转子磁极对置的部分的磁通密度为近似软磁体的饱和磁通密度即2.0[t]的值。同样地，vb5为假设向b5相和b5/相定子磁极904、903的集中绕组wb5通入大约额定电流大小的电流ib5而感应的电压。vc5为假设向c5相和c5/相定子磁极905、906的集中绕组wc5通入大约额定电流大小的电流ic5而感应的电压。vd5为假设向d5相和d5/相定子磁极908、907的虚拟的集中绕组wd5通入大约额定电流大小的电流id5而感应的电压。另外，图22的各电压值被归一化，并且以1.0的振幅示出。
例如，在上述电压va5为正值的区间，即转子的旋转角位置θr为0°到25°的区间中，a5相和a5/相定子磁极901、902相对于转子产生ccw的转矩。而且，在θr为22.5°到45°的区间中产生cw的转矩。在θr为45°到60°的区间中不产生转矩。另外，由于转子磁极的数量为6，所以转矩的周期为60°。另外，转矩的值为非线性的特性，其中，励磁电流和转矩的关系如图12所示。
同样地，如图22所示，b5相的电压vb5和转矩为与a5相相比相位提前了15°的关系。c5相的电压vc5和转矩为与a5相相比相位提前了30°的关系。b5相的电压vb5和转矩为与a5相相比相位提前了45°的关系。
接着，在图22中示出使图19的磁阻电机向ccw旋转的情况下的各相的电流的示例，并进行说明。但是，该图22为忽略各相的电流的增加、减少的时间并设定为0，简化了磁能的再生动作的模型的示例。
为在图19的磁阻电机中产生ccw转矩的示例，在θr为0°到22.5°期间向虚拟的集中绕组wa5通入图示的电流ia5。同样地，在θr为15°到37.5°期间向虚拟的集中绕组wd5通入图示的电流id5。同样地，在θr为30°到52.5°期间向虚拟的集中绕组wc5通入图示的电流ic5。同样地，在θr为45°到67.5°期间向虚拟的集中绕组wb5通入图示的电流ib5。另外，在ccw旋转时起作用的定子磁极的顺序为a5相、d5相、c5相、b5相和开始的a5相。另外，图22的各电压值、各电流值被归一化并示出。
接着，实际上向各全节距绕组通入的电流为等式(56)至(59)的值，为图22所示的iad5、iba5、icb5、idc5。这些电流在图20的驱动电路中同时从两个地方通入，向图19(b)的并联的各相的全节距绕组通电。
另外，各相的全节距绕组的电压为等式(64)至(67)的值，很复杂。该图22是将各相的电流的增加、减少的时间设定为0而省略的简化的模型的示例，省略全节距绕组的电压并且不进行描述。另外，这些电压复杂且会产生较大的电压，但在低速旋转中的驱动时，各电压都充分小于电源电压，所以没有问题。而且，在低速旋转时，也可以充分利用电流的增加、减少的时间，因此也减小了电流增减时的电流波形的不准确性。
接着，对使图19的磁阻电机向ccw旋转的情况下的图20的驱动电路的动作示例进行说明。根据转子的旋转角位置θr，将图22的时序图所示的iad5、iba5、icb5、idc5的共计八个电流中的每两个电流并联地通入图19(b)及图20所示的八个各相的全节距绕组。从图22可知，始终向四个或六个绕组通入电流。各电流的通电周期为60°。另外，向绕组91ad1和91ad2通入正电流和负电流iad5。
如图19(b)及图22所示，转子的旋转角位置θr为0°到7.5°的区间为对a5相和a5/相定子磁极901、902进行励磁，并且对b5相和b5/相定子磁极904、903进行励磁的区间。而且，ad5相电流iad5为1.0，ba5相电流iba为2.0，cb5相电流icb5为1.0。
通过图20的晶体管201向ad5相绕组的一侧的绕组91ad1通入ad5相电流iad的1/2即0.5，通过晶体管203向ba5相绕组的一侧的绕组91ba1通入iba5的1/2的电流1.0，通过晶体管204向cb5相绕组的一侧的绕组91cb1通入icb5的1/2的电流0.5。其结果是，等式(56)和等式(57)的(ia5/2)的电流分量0.5通过二极管22c，等式(57)和等式(58)的(ib5/2)的电流分量0.5通过二极管22d。
另一方面，图20的纸面的右侧变为对象的构成，通过晶体管207向ad5相绕组的另一侧的绕组91ad2通入iad5的1/2的电流0.5，通过晶体管208向ba相绕组的另一侧的绕组91ba2通入iba5的1/2的电流1.0，通过晶体管209向绕组91cb2通入icb5的1/2的电流0.5。其结果是，等式(56)和等式(57)的(ia5/2)的电流分量0.5通过二极管22g，等式(57)和等式(58)的(ib5/2)的电流分量0.5通过二极管22h。这样，在θr为0°到7.5°的区间中，向六个绕组并行地通入电流。
从图19(b)及图22可以看出，转子的旋转角位置θr为7.5°到15°的区间为对a5相和a5/相定子磁极901、902进行励磁的区间。而且，电流iad5的1/2为0.5，电流iba的1/2为0.5。通过晶体管201向绕组91ad1通入电流0.5，通过晶体管203经由二极管22c向绕组91ba1通入电流0.5。另一方面，通过晶体管208向绕组91ba2通入电流0.5，通过晶体管207经由二极管22g向绕组91ad2通入(ia5/2)的电流0.5。
转子的旋转角位置θr为15°到22.5°的区间为对a5相和a5/相定子磁极901、902，以及d5相和d5/相定子磁极908、907进行励磁的区间。而且，电流iba5的1/2为0.5，电流idc5的1/2为0.5。通过晶体管20a向绕组91dc2通入电流0.5，通过晶体管203经由二极管22b和22c向绕组91ba1通入电流0.5。此时，应向绕组91ad1通入的电流iad5为等式(56)，(ia5-id5)/2的值正好为0，因此晶体管201、202不驱动电流。
另一方面，通过晶体管208向绕组91ba2通入电流0.5，通过晶体管205经由二极管22g和22f向绕组91dc1通入电流0.5。对此，等式(56)的(ia5-id5)的值正好为0，因此晶体管206、207不驱动电流。
这里，由于难以理解与等式(56)相关的图20的电路动作，所以对其他具体示例进行补充说明。与图22所示的各电流值无关。现在，例如，在a5相电流ia5为4.0，d5相电流id5为4.6的情况下，对图20的各部的电流进行说明。ib5和ic5为0。根据等式(56)至(59)，iad5＝-0.6、iba5＝4.0、icb5＝0、idc5＝4.6。
通过晶体管20a向绕组91dc2通入idc5的1/2的电流2.3，穿过二极管22b。通过晶体管203向绕组91ba1通入iba5的1/2的电流2.0，该电流也穿过二极管22c。如虚线20p所示，晶体管202将这些差的电流0.3反向地通入绕组91ad1。这样就向绕组91ad1通入了等式(56)的iad5的1/2的电流(-0.3)。其中，晶体管202仅在等式(56)的iad5为负值的情况下动作，此时，晶体管201不通电。
反之，在a5相电流ia5为4.6，d5相电流id5为4.0的情况下，晶体管201通入等式(56)的1/2的电流0.3，此时，晶体管202不通电。晶体管201和202对等式(56)的ad5相电流iad5的正值和负值进行插值而作用，晶体管202是为了向绕组91ad1通入负电流而增加的晶体管。另一晶体管206和207也具有同样的插值关系，在等式(56)为负电流的情况下，晶体管206以点划线20m所示的路径向ad5相的全节距绕组91ad2通电。
转子的旋转角位置θr为22.5°到30°的区间为对d5相和d5/相定子磁极908、907进行励磁的区间。而且，iad5的1/2的电流为(-0.5)，idc5的1/2的电流为0.5。通过晶体管20a向绕组91dc2通入电流0.5，经由二极管22b沿虚线20p进行通电，通过晶体管202向绕组91ad1通入电流0.5。另一方面，通过晶体管206向绕组91ad2通入电流0.5，沿点划线20m进行通电，通过晶体管205经由二极管22f向绕组91dc1通入电流0.5。另外，此时，向绕组91ad1和绕组91ad2通入的电流的朝向为相反方向，是负电流(-id5)/2。
转子的旋转角位置θr为30°到37.5°的区间为对c5相和c5/相定子磁极905、906进行励磁，并且对d5相和d5/相定子磁极908、907进行励磁的区间。而且，iad5的1/2的电流为(-0.5)，icb5的1/2的电流为0.5，idc5的1/2的电流为1.0。通过晶体管20a向绕组91dc2通入等式(59)的idc5的1/2电流1.0。上述idc5的电流中的(id5/2)穿过二极管22b，沿虚线20p作为等式(56)的(-id5)分量，通过晶体管202向绕组91ad1通入1/2的电流0.5。上述idc5的电流中的(ic5/2)穿过二极管22j，作为等式(58)的ic5分量，通过晶体管209向绕组91cb2通入1/2的电流0.5。
另一方面，
作为等式(56)的(-id5)分量，通过晶体管206沿点划线20m向绕组91ad2通入1/2的电流0.5。作为等式(58)的ic5分量，通过晶体管204向绕组91cb1通入1/2的电流0.5。作为等式(59)的id5分量经由二极管22f，作为ic5分量经由二极管22e，晶体管205向绕组91dc1通入共计(ic5+id5)/2的电流1.0。
转子的旋转角位置θr为37.5°到45°的区间为对c5相和c5/相定子磁极905、906进行励磁的区间。而且，icb5的1/2的电流为0.5，idc5的1/2的电流为0.5。通过晶体管20a向绕组91dc2通入电流0.5，通过晶体管209经由二极管22j向绕组91cb2通入该电流0.5。另一方面，通过晶体管204向绕组91cb1通入电流0.5，通过晶体管209经由二极管22e向绕组91cb2通入该电流0.5。
转子的旋转角位置θr为45°到52.5°的区间为对b5相和b5/相定子磁极904、903，以及c5相和c5/相定子磁极905、906进行励磁的区间。而且，iba5的1/2的电流为0.5，icb5的1/2的电流为1.0，idc5的1/2的电流为0.5。通过晶体管20a向绕组91dc2通入电流0.5。通过晶体管208向绕组91ba2通入电流0.5。作为等式(58)的ic5分量经由二极管22j，作为ib5分量经由二极管22h，晶体管209向绕组91cb2通入共计(ib5+ic5)/2的电流1.0。
另一方面，晶体管204向绕组91cb1通入等式(58)的(ib5+ic5)/2的电流1.0。晶体管205经由二极管22e向绕组91dc1通入ic5分量的1/2的电流0.5。晶体管203经由二极管22d向绕组91ba1通入ib5分量的1/2的电流0.5。
转子的旋转角位置θr为52.5°到60°的区间为对b5相和b5/相定子磁极904、903进行励磁的区间。而且，iba5的1/2的电流为0.5，icb5的1/2的电流为0.5。通过晶体管208向绕组91ba2通入电流0.5，通过晶体管209经由二极管22g向绕组91cb2通入电流0.5。另一方面，通过晶体管204向绕组91cb1通入电流0.5，通过晶体管203经由二极管22d向绕组91ba1通入电流0.5。
以上，根据图22的时序图，对图19的磁阻电机，以及图20的驱动电路、向各绕组通入电流的驱动方法及其顺序进行了说明。这些动作为60°的周期，因此重复上述0°到60°的动作，向ccw连续地旋转。另外，图27的时序图为向ccw方向以恒定旋转速度输出ccw方向的转矩并旋转的状态。另外，虚拟的集中绕组的电压、电流以及各全节距绕组的电流的波形用将各电流的增加、减少的时间设定为0而省略的矩形的波形来表示，为简化的模型的示例。
从图22的各相电压、各相电流的乘积之和即输入电力可以推断出，电机转矩以15°的周期凹凸状地脉动。例如，dc5相全节距绕组的电流idc5的θr为30°到37.5°期间的电流为1.0，为其他部分的2倍的电流、2倍的转矩。该区间为iad5减少电流的区间，也为icd5增加电流的区间。通过将这些电流的总和修正为1/2，以一定比例减少电流iad5，并以一定比例增加电流icd5，能够轻松地控制电流。同时，也能够消除上述凹凸状的转矩脉动。另外，也可以简单地在转矩较大的区间、电流较大的区间减小电流的振幅，减小电流的最大值，或者减少转矩脉动。
在上述图1、图2的磁阻电机的情况下，如图84、图14所示，存在由于各相的电流的增减、切换时间不足容易产生转矩脉动的问题。进一步地，也存在由磁饱和引起的转矩脉动的问题。与此相对，在图19的磁阻电机和图20的驱动电路中，能够减少这些问题。
图19的磁阻电机与图2的电机相同，设定为全节距绕组，因此与每个齿上设置的集中绕组的磁阻电机相比，能够大大降低槽内的铜损。另外，关于图20的驱动电路中的各部的电压，通过将分别成对的两个绕组串联连接，从而将等式(64)至(67)所示的复杂且过大的电压简化为等式(68)至(71)的电压，也能够减小过大电压。
在以往的驱动电路如图5所示通过两个晶体管对各相电流进行控制的情况下，需要八个晶体管。图20的驱动电路使用十个晶体管。然而，可以以2倍的路径供给电力，在减轻上述转矩的凹凸的控制模式下可以实现驱动电路的小型化。图20的驱动电路与以往的驱动电路的相对比率为(十个/八个)/(2倍的路径)＝0.625。因此，与以往的驱动电路相比，图20的驱动电路能够将晶体管的总电流容量降低至62.5％。能够提高图20的驱动电路的各晶体管的利用率，所以可以减少晶体管的数量。
另外，在图20的驱动电路中，需要以正值和负值对ad5相的全节距绕组91ad1和91ad2的电流进行控制，所以在八个定子磁极和四个相的电流控制中需要十个晶体管。与图6的驱动电路中为三个相六个晶体管相比，在图20的驱动电路中多了两个晶体管，相对于图6的驱动效率稍微降低至8/10。
图19(b)的磁阻电机的形式可以有多种变形。在进行了2极对化的情况下，如图15所示，各相的全节距绕组能够各构成两个，因此如图19(b)所示，不需要向各槽并联配置两个全节距绕组。如图16所示，在将图19(b)设定为环状的环形绕组的情况下，也能够在360°的电气角之间构成两个各相的绕组，因此如图19(b)所示，不需要向各槽并联配置两个全节距绕组。如图18所示，也能够将图19(b)设定为复合的电机，可以缩短线圈端长度，并且可以更有效地利用电机的内径侧空间。图18在内径侧和外径侧构成两个电机，但也可以在转子轴方向构成两个电机，在径向和轴向都配置多个转子。可以扩大或缩小定子磁极和转子磁极的圆周方向宽度，也可以进行相互对置的磁极形状的三维变形。平均转矩、转矩脉动、振动、噪声、高速旋转时的特性等发生变化。
实施例11
接着，将第一技术方案中的驱动电路的其他实施例在图21中示出，并进行说明。在图20的驱动电路中，示出了构成为能够将各相的电流分两组通入，维持电路的对称性，高效地驱动各晶体管的示例。晶体管的总电流容量较小。然而，存在为了将各相的电流分两组通入，晶体管的数量增加到十个的问题。图21的驱动电路是为了补偿非对称性而增加一个晶体管，并且能够将图19(b)所示的各相的全节距绕组设定为一组的驱动电路的构成。即，能够将图19(b)的全节距绕组设定为四个。晶体管的数量为(十个)/2+(一个)＝六个。
在图21的驱动电路的构成中，去除图20的纸面中的右半部分，即晶体管206、207、208、209、20a及其周围，并增加晶体管211和二极管212。相对于图20，各相的电流变为一组，因此通入图2的各部的电流与图20相比变为2倍。能够将图19(b)的电机的全节距绕组在各槽中设定为一个。
图21的驱动电路的动作在与ad5相绕组91ad、晶体管211相关的部分的方面与图20的驱动电路的动作不同。也是与等式(56)相关的部分。ad5相电流iad5的正负取决于a5相电流分量ia5和d5相电流分量id5中哪一个较大，因此对该两种电流的具体驱动示例进行说明。
首先，对ia5＝5、id5＝3的示例进行说明。根据等式(56)，iad5为2。晶体管201向ad5相绕组91ad输出两个电流。此时，晶体管202处于截止状态。晶体管211输出电流6。这些电流8中的电流5作为a5相电流分量ia5通过二极管22c，通入ba5相绕组91ba。其余的电流3向点划线的方向通入，通过二极管22f，作为d5相电流分量id5供给到dc5相绕组91dc。
接着，对ia5＝3、id5＝5的示例进行说明。根据等式(56)，iad5为-2。由于iad5为负的，所以晶体管201处于截止状态。晶体管211输出电流10。晶体管202向虚线所示的方向向ad5相绕组91ad通入电流-2。作为a5相电流分量ia5，电流3通过二极管22c，通入ba5相绕组91ba。其余的电流5向点划线的方向通入，通过二极管22f，作为d5相电流分量供给到dc5相绕组91dc。
在晶体管211通电的情况下，不存在将位于特定的定子磁极的两侧的两个绕组串联连接来通入上述特定定子磁极的励磁电流分量的关系。因此，在通电的绕组中产生过大电压等，但是晶体管211为能够向相应的绕组施加其他绕组的2倍的电压，因此能够解决电压问题。但是，晶体管211将向三个方向供给电流。因此，晶体管211的电流容量需要为其他晶体管的2倍的值。简单地从逻辑上来看，图21的驱动电路与图20的驱动电路相比需要额外的晶体管211，但其优点在于晶体管的数量减少到六个。另外，图20、图21的驱动电路可以进行各种变形，但本发明的主旨的驱动电路包含在本发明中。
实施例12
接着，将第一技术方案中的驱动电路的其他实施例在图23、图24中示出，并进行说明。在图19、图20、图21、图22中，关于定子磁极的数量为八个的电机，示出了设定全节距绕组，并且此时优选减小槽内的铜损的构成。在该实施例中，与此相比，示出了槽内的铜损稍微增加，但驱动电路由五个晶体管简单地构成、进行驱动的示例。
图23的电机是对图19(b)进行了一部分变更的构成。通过各定子磁极和各相的磁通相同。图19(b)的ba5相绕组91ba1和91ba2合并成图23的ba5相绕组91ba，并设定为一组的全节距绕组。同样地，cb5相绕组91cb1和91cb2合并成图23的cb5相绕组91cb。dc5相绕组91dc1和91dc2合并成图23的dc5相绕组91dc。
需要根据图19(b)的ad5相绕组91ad1和91ad2对a5相定子磁极901和a/5相定子磁极902进行励磁还是对d5相定子磁极907和d/5相定子磁极908进行励磁来改变电流的方向，图20和图21的电路负担增加。这是因为上述两定子磁极在圆周方向上相邻，变为同一方向的极性。定子磁极的磁性方向是恒定的，但需要改变位于它们之间的绕组的电流方向。
图23的构成是不改变绕组的电流方向而进行励磁的构成。代替图19(b)的ad5相绕组91ad1和91ad2配置ad5相绕组23ada和23add。为物理上相同的全节距绕组，但是23ada和23add不改变各自的电流方向而分别向图23的绕组的电流符号的方向通入来使用。
例如，在对a5相定子磁极901和a/5相定子磁极902进行励磁的情况下，即，在图22的转子旋转角位置θr为0°到22.5°期间，将a5相电流分量ia5向图23的绕组符号的方向通入图23的23ada和91ba。而且，在对d5相定子磁极907和d/5相定子磁极908进行励磁的情况下，即，在θr为15°到37.5°期间，将d5相电流分量id5向图23的绕组符号的方向通入图23的91dc和23add。这也可以说是根据电流的方向区分使用ad5相绕组23ada和23add。但是，也可以分别向ad5相绕组23ada和23add同时通入a5相电流分量ia5和d5相电流分量id5。两绕组的两电流为同一槽内的电流，因此在电磁上磁动势会抵消。另外，在图19(b)中向并联的绕组通电，但在图23中电流在一侧流动，因此有效的电阻值变为2倍铜损增加。作为其对策，可以进行设计上的设计以使这两个槽的截面积大于其他槽的截面积。
接着，图24示出了图23的电机的驱动电路。对各绕组标注相同的附图标记。晶体管241向ad5相绕组23ada通入a5相电流分量ia5。在图22的示例中，相当于ia5的电流波形。晶体管242向ba5相绕组91ba通入等式(57)的ba5相电流iba5。在图22的示例中，相当于iba5的电流波形。晶体管243向cb5相绕组91cb通入等式(58)的cb5相电流icb5。在图22的示例中，相当于icb5的电流波形。晶体管244向dc5相绕组91dc通入等式(59)的dc5相电流idc5。在图22的示例中，相当于idc5的电流波形。晶体管245向ad5相绕组23add通入d5相电流分量id5。在图22的示例中，相当于id5的电流波形。
这里，如图23的绕组符号所示，向图24的23ada通入的ia5和向23add通入的id5的电流的朝向为相反方向。而且，等式(56)所示的ad5相电流的ia5和(-id5)虽然为同一槽内的电流，但分别通入。
图24的246、247、248、249、24e为用于向电源再生的二极管。24a、24b、24c、24d为阻止反向导通的二极管。另外，为了参考，在图24中以带括号的方式附注ia5、ib5、ic5、id5的通电电流。
以两个绕组在图24的纸面中从上侧向下侧串联连接的绕组配置来驱动等式(56)至(59)的各电流，从而能够将两个绕组的两端电压设定为等式(68)至(71)所示的简化电压。因此，能够消除等式(64)至(67)所示的复杂且过大的电压的问题。
与集中绕组相比，图23的电机的槽内铜损能够将8槽中的6槽的电阻减少至1/2的电阻，并使其余2槽的电阻值与集中绕组相等。与集中绕组相比，总和的铜损能够简单地降低到5/8的铜损。进一步地，如上所述，通过更改设计上的槽截面积的分配，能够稍微降低铜损。
关于电机构成，图19(b)所示的槽内绕组的剖面和线圈端看上去很复杂，但如果将极对数设定为2，则在各槽中形成一组的绕组配置，线圈端的数量也与绕组数成比例，并且线圈端的长度也变短。在图23中，将ad5相的绕组分成23ada和23add，所以稍微复杂。分别具有对两侧的定子磁极进行励磁的功能，即使将极对数设定为2也无法将槽内绕组设定为一组。
对于驱动装置的构成，需要图21的六个晶体管。而且，晶体管211也需要其他晶体管的1.5倍的电流容量，晶体管212是1/2的电流容量。与此相对，图24需要五个晶体管，能够简化。晶体管241专用于通入ia5，晶体管245专用于通入id5，因此电流容量可以是其他晶体管的1/2。因此，图24的总电流容量是247等四个晶体管的电流容量。与图21的电流容量相比，图24的电流容量为4/6＝2/3的电流容量，可以实现小型化、低成本化。
将图19(b)和图21的组合与图23的电机和图24的驱动电路的组合进行比较可知，前者重视降低电机铜损，而后者在重视驱动电路的小型化的情况下是有利的。另外，作为另一种变形，还存在一种将对d5相定子磁极908和d/5相定子磁极907进行励磁的绕组设定为集中绕组，将另一相的励磁设定为全节距绕组的方法。在该情况下，仅d5相的绕组能够由图5那样的半桥驱动。
图23的电机也可以有如上所述的多种变形。另外，在定子磁极为八个、转子磁极为六个的电机中，通过电流控制来为电流增加、减少留出时间是比较容易的。另外，也能够通过加宽定子磁极宽度提高平均转矩，还能够提高绕组和晶体管的利用率。能够在高品质、高效率、低成本方面实现平衡良好的电机系统。
另外，在图19、图20中对定子磁极的数量为八个的情况进行了说明，但即使在十二、十六、二十个等的情况下，一个全节距绕组的电流也取正值和负值。而且，这些驱动电路能够增加图20、图21的驱动电路的相数，作为扩展技术来实现。
另外，反之，也存在减少图19的磁阻电机的定子磁极的数量，将其设定为四个的磁阻电机。具体地，为图45、53等。与图19、图20的情况相同，这些全节距绕组之一需要将电流方向更改为正值和负值来控制，且在控制功能方面与图20存在类似点。然而，在图45、图53等的电机构成中，全节距绕组的数量为两个，变为特殊解决方案那样的构成。因此，图45、图53等的电机作为其他构成，将在后面进行说明。
实施例13
接着，图25的剖视图、图26的驱动电路示出了第一技术方案中的其他实施例。在定子磁极的数量为十个、转子磁极为六个的电机构成中，各磁极的圆周方向宽度约为18°。在后面描述的具体示例中，对磁极宽度为24°的示例进行说明。图25(a)的电机的绕组为集中绕组的构成。图25(b)的电机的绕组为全节距绕组的构成，为了高效地驱动，将两个槽之间的全节距绕组分离为两个并联的全节距绕组。
在上述图2的电机、图6的驱动电路中，示出了六个定子磁极的示例。在定子磁极的数量为6、10、14、18、22等情况下，能够通过增加了图6的驱动电路的相数的扩展技术进行驱动。这里，示出了通过图26的电路对图25(b)的电机进行驱动的示例，但其与上述图6的驱动方法类似。这里，示出了绕组的利用率大，晶体管的利用率大，并且转矩脉动小的示例。即，为可以实现电机和逆变器的小型化、低成本化，且输出转矩特性为高品质的示例。
图25(a)的921是a6相定子磁极，922是a6/相定子磁极。251为a6相绕组，252为a6/相绕组，两绕组wa6的合计卷绕匝数为nwa，通入a6相电流ia6。将通过两定子磁极的磁通设定为
图25(c)是将图25(a)的集中绕组变更为全节距绕组的构成。图26的驱动电路是驱动同一相的两个绕组的构成，因此首先通过图25(b)的构成进行说明。
在图25(b)中，如图2中的两个并联的全节距绕组那样，将两个槽之间缠绕的全节距绕组分成两个并联的全节距绕组。从25b向25m缠绕的、分成两个的全节距绕组为ac6相绕组，用这些线圈端部27ac1和27ac2来表示。另外，在线圈端部的显示中，为了避免图的复杂化，用双虚线来表示两个绕组。两绕组的卷绕匝数为nwa/2，分别通入iac1和iac2。两电流的值为相同的值，两电流的和为ac6相电流iac6。另外，定子磁极、通过的磁通与图25(a)相同。
同样地，27bd1和27bd2为bd6相绕组，分别通入ibd1和ibd2。两电流的值为相同的值，其和为bd6相电流ibd6。27ce1和27ce2是ce6相绕组，分别通入ice1和ice2。两电流的值是相同的值，其和是ce6相电流ice6。27da1和27da2是da6相绕组，分别通入ida1和ida2。两电流的值为相同的值，其和为da6相电流ida6。27eb1和27eb2为eb6相绕组，分别通入ieb1和ieb2。两电流的值为相同的值，其和为eb6相电流ieb6。这些绕组的卷绕匝数为nwa/2。
向图25(b)的并联地缠绕的各全节距绕组中的一侧的绕组通入的电流与通入虚拟的集中绕组的电流具有下式的关系。
iac6＝ia6+ic6(72)
ibd6＝ib6+id6(73)
ice6＝ic6+ie6(74)
ida6＝id6+ia6(75)
ieb6＝ie6+ib6(76)
图25(a)的各集中绕组wa6、wb6、wc6、wd6、we6的电压va6、vb6、vc6、vd6、ve6”为下式。
根据各磁通的方向等，图25(b)的全节距绕组27ac1、27bd1、27ce1、27da1、27eb6的各电压vac6、vbd6、vce6、vda6、veb6为下式。另外，虽然各槽中具有两组全节距绕组，但它们是相同的电压。
为将配置在一个相的定子磁极的圆周方向两侧的两个全节距绕组串联连接的方法。这两个全节距绕组为相反方向的朝向，因此如果将两个绕组串联连接，则由另一相的磁通分量引起的电压分量必然会被抵消，变为下式的关系。
反之，例如，ac6相绕组wac6的电压vac6由等式(82)示出，因此等式(72)的ac6相电流iac6会对所有的定子磁极产生电磁影响。然而，这里，如果通入等式(72)的a6相电流分量ia6和等式(75)的a6相电流分量ia6，则能够选择性地对a6相的定子磁极进行励磁，并且能够抵消上述两a6相电流分量ia6对其他定子磁极的电磁影响。等式(72)至等式(76)的电流关系与等式(87)至(91)的电压关系具有类似的相间关系。
接着，对通过图26的驱动电路向图25(b)的电机的两组各全节距绕组通电的构成进行说明。除了相数的差异之外，这些构成、动作与通过图6的电路对上述图2的电机进行驱动的方法相同。图26中的27s为驱动电路整体的控制电路，27r为直流电压源。
261为向ac6相绕组27ac1通入ac6相电流iac1的晶体管。266为向ac6相绕组27ac2通入ac6相电流iac2的晶体管。262为向ce6相绕组27ce1通入ce6相电流ice1的晶体管。267为向ce6相绕组27ce2通入ce6相电流ice2的晶体管。263为向eb6相绕组27eb1通入eb6相电流ice1的晶体管。268为向eb6相绕组27eb2通入eb6相电流ice2的晶体管。264为向bd6相绕组27bd1通入bd6相电流ibd1的晶体管。269为向bd6相绕组27bd2通入bd6相电流ibd2的晶体管。265为向da6相绕组27da1通入da6相电流ida1的晶体管。26a为向da6相绕组27da2通入da6相电流ida2的晶体管。
各绕组间的二极管26m、26n、26p、26q、26r、26s、26t、26u、26v、26w为减少各绕组间的电压的干扰的二极管。26b、26c、26d、26e、26f、26g、26h、26j、26k、26l是向直流电压源27r再生的二极管。
接着，图27示出了对图25(b)的电机进行驱动时的电压波形和电流波形的时序图的示例。在图27的时序图的示例中，为了更高效地驱动图25(b)的电机，示出了定子磁极宽度和转子磁极宽度以电气角计为24°的示例。另外，在本发明中，能够根据驱动条件适当地选择各电机的定子磁极的数量、定子磁极的圆周方向宽度以及形状，和转子磁极的数量、转子磁极的圆周方向宽度以及形状。
图27的横轴为时间t，但表示以恒定旋转速度向ccw旋转的状态，在最下部示出了转子旋转角位置θr。转子旋转角位置θr为图25(a)所示的位置。图27中的va6为在假设向图25(a)的a6相和a6/相定子磁极901、902的集中绕组921、922即a6相绕组wa6通入大约连续额定电流大小的a5电流ia5的情况下的、集中绕组wa6中感应的电压。能够确认a6相和a6/相定子磁极901、902与转子磁极的相对位置关系。另外，此时，定子磁极921、922与转子磁极对置的部分的磁通密度为近似软磁体的饱和磁通密度即2.0[t]的值。
另外，vb6、vc6、vd6、ve6也是用于通过同样的方法确认各相的定子磁极与转子磁极的相对位置关系的电压波形。
接着，示出了图25(a)的电机生成ccw转矩的各相的电流波形。根据va6的电压波形，集中绕组的a6相电流ia6能够在θr为0°到24°期间通入电流来生成ccw转矩。由于转子磁极的数量为6，所以ia6的电流周期为60°。
同样地，b6相电流ib6形成比上述ia6相位延迟12°的电流波形。c6相电流ic6形成比上述ia6相位延迟24°的电流波形。d6相电流id6形成比上述ia6相位延迟36°的电流波形。e6相电流ie6形成比上述ia6相位延迟48°的电流波形。
接着，根据上述电流波形，生成图25(b)的全节距绕组的电流波形。ac6相电流iac6具有等式(72)的关系，因此将ia6和ic6的电流波形相加得到图27的iac6的电流波形。另一相具有等式(73)至(76)的关系，因此得到图27的ibd6、ice6、ida6、ieb6。
接着，对通过上述图26的驱动电路将这些电流通入各全节距绕组的动作进行说明。其中，例如，ac6相绕组27ac1和27ac2为并联地缠绕的绕组，因此分别通入的ac6相电流iac1和iac2为等式(72)和图27的iac6的1/2。另一相的电流也是同样的。为了参考，在图26的各绕组的近旁附注向各绕组通入的电流名称。
根据图27的电流波形，在转子旋转角位置θr在0°到12°期间，ac6相电流iac6、ce6相电流ice6、da6相电流ida6和eb6相电流ieb6的值为1.0。而且，bd6相电流ibd6为0。
在图26中，不向bd6相绕组27bd1和27bd2通入电流。从图26的晶体管261向ac6相绕组27ac1通入ac6相电流iac1，通过二极管26m，向da6相绕组27da2通入da6相电流ida2，并向晶体管26a串联地通入上述电流0.5。同样并行地，da6相电流ida1从晶体管265通入da6相绕组27da1，通过二极管26s，向ac6相绕组27ac2通入ac6相电流iac2，而且，向晶体管266串联地通入上述电流0.5。在该情况下，这些电流也是图26的a6相电流ia6的分量。
同样并行地，eb6相电流ieb1从图26的晶体管263通入eb6相绕组27eb1，通过二极管26p，向ce6相绕组27ce1通入ce6相电流ice1，向晶体管262串联地通入上述电流0.5。同样并行地，ce6相电流ice2从晶体管267通入ce6相绕组27ce2，通过二极管26u，向eb6相绕组27eb2通入eb6相电流ieb2，而且，向晶体管268串联地通入上述电流0.5。在该情况下，这些电流也是图26的e6相电流ie6的分量。
接着，在图27中，在转子旋转角位置θr在12°到24°期间，ac6相电流iac6、bd6相电流ibd6、da6相电流ida6和eb6相电流ieb6的值为1.0。而且，ce6相电流ice6为0。
在图26中，不向ce6相绕组27ce1和27ce2通入电流。晶体管262和267截止。在该情况下，从上述研究结果可知，其他晶体管、其他绕组的通电电流的电流值均为0.5。其中，晶体管的通电电流也包括与电流驱动相对应的绕组的飞轮电流。
在图27中，转子旋转角位置θr为24°以后的动作能够根据各相的电流值进行上述电路动作，来依次通电。而且，能够向ccw旋转来连续地输出ccw方向的转矩。另外，在图27的电流波形、电压波形、图26的电路动作的说明中，为忽略各相的电流的增加、减少的时间并设定为0，简化了磁能的再生动作的模型的示例。
以上，对图25的定子磁极数为十个、转子磁极数为六个的全节距绕组的磁阻电机，图27的驱动电流示例，和图26的驱动电路及其动作示例进行了说明。在利用率方面，与通过所谓的120°通电对以往的表面永磁型的三相交流同步电机spmsm进行驱动的情况相比，向各绕组通入电流的绕组利用率为67％。图25的本发明电机的绕组利用率为80％，比spmsm的120°通电高20％。换算一下，能够降低电机铜损20％，并且能够提高电机效率。
该spmsm的驱动电路通常使用六个晶体管，只能通过一条路径从电源向电机供给电力，因此晶体管利用率为2/6即33％。在图26的驱动电路的十个晶体管中，始终有八个通电，并且通过四条路径从电源向电机供给电力。因此，本发明的驱动电路的晶体管利用率为80％。比较可知，80/33＝2.4，能够将晶体管的总电流容量降低至1/2.4＝0.417，并且能够将逆变器尺寸小型化到一半以下。
在噪声、振动方面，从图27的驱动电流示例可知，可以始终在80％的绕组中连续产生转矩，并且可以产生转矩脉动小的高品质的转矩。
虽然存在线圈端长度变大的问题，但可以采用将极对数设定为2以上的构成缩短线圈端长度。2极对的构成还能够消除图25(b)中各槽中配置两组全节距绕组而使其复杂化的问题。另外，通过采用后面描述的环形绕组、电机的复合，也能够减少线圈端长度的问题、复杂化的问题。图26的驱动电路的晶体管的数量增加到十个，但并不是特别大的问题。另外，后面将对该简化的电路示例进行说明。
接着，对图25(b)的电机能够将极对数增加到，例如2极对进行说明。之前，示出了将图2的电机变形为2极对以变形成图15的构成的示例。同样地，也能够将图25(b)的电机变形为2极对。变形为2极对、3极对、4极对等是非常常见的电机技术，一般而言，具有：缩短全节距绕组的线圈端长度，并减少其卷的效果；以及减小定子的后轭厚度以使电机小型化的效果。进一步地，在图25(b)的电机的情况下，为了适应图26的驱动电路将各全节距绕组分成了两个，但如图15的情况那样，在对图25(b)进行了2极对化的电机中各相的全节距绕组为两个，共计十个。其结果是，不需要将各槽的全节距绕组分成两个，能够简化绕组。另外，在本发明的说明中，优先考虑易于说明而对1极对的模型进行说明，但实际使用中大多数为2极对以上的电机构成。当极对数较多时，能够减小定子的后轭厚度，结果，可以实现电机的高转矩、高输出化。
另外，如上所述，在本发明的说明中，优先考虑易于说明而对1极对的模型进行说明，在图2、图8、图25、图30中以并联配置的构成示出了全节距绕组。然而，这些并联的绕组的互感较大，因此在两绕组的漏感较小的情况下，两绕组的电流可能会变得不平衡，需要注意。不仅要准确地控制各电流，而且要根据需要进行不平衡电流分量的检测、磁通的不平衡分量的检测以减少这些不平衡分量，这是有效的。
接着，对将图25(b)的电机替换成形成所谓的环状绕组的形状的环形绕组的方法进行说明。之前，示出了将图2的电机变形为环形绕组以变形成图16的构成的示例。同样地，也能够将图25(b)的电机变形为环形绕组。在后轭的外形上需要绕组空间，还存在导线材料的问题。然而，由于不需要槽间的线圈端，所以在电机直径较大的薄型电机形状的情况下是有利的。
接着，也能够将图25(b)的电机设定为将两个电机组装为一体的复合电机。之前，示出了将图2的电机复合以变形成图18的构成的示例。同样地，也能够将图25(b)的电机复合成两个电机。在图18的构成中，在内径侧和外径侧配置两个电机，将绕组设定为环形绕组能够有效且高效地利用内径侧绕组和外径侧绕组，并且能够大大缩短电机的转子轴方向端的线圈端长度。另外，虽然也存在能够使电机的内径侧有效的一面，但在设计上，电机直径容易变大。关于这一点，虽然未图示，但也能够在转子轴方向实现电机的复合。在该情况下，能够获得有效利用各绕组、缩短线圈端长度的效果，电机直径的合理化也比较容易，在原理上是优异的。但是，由于出现磁通方向朝向转子轴方向的部分，所以仅仅是向电磁钢板的轴方向的层叠结构的话，在铁损等方面产生不良情况。需要在三维方向上实现磁通，例如，通过部分使用压粉磁心。另外，进一步地，从技术上来看，也可以在电机的径向和转子轴方向进行电机的复合。
实施例14
接着，图28示出了第一技术方案中的其他实施例。为简化了图26的驱动电路的示例。
除了将上述图6的驱动电路简化成图7的驱动电路，以及将绕组的数量从三个增加到五个以外，方法是相同的。图26是去除了图28的纸面中的右侧的五个晶体管和绕组的构成，将各相的全节距绕组从两个并联绕组合并成一个。而且，新增加了晶体管281和二极管282、283。将图26中的ac6相绕组27ac1和27ac2合并成27ac。将ce6相绕组27ce1和27ce2合并成27ce。将eb6相绕组27eb1和27eb2合并成27eb。将bd6相绕组27bd1和27bd2合并成27bd。将da6相绕组27da1和27da2合并成27da。图25(b)的电机的绕组也同样地合并，形成图25(c)的全节距绕组的构成。
在图28的驱动电路中，在穿过da6相绕组27da的等式(75)的da6相电流ida6中，a6相电流分量ia6从晶体管265通入27da，通过二极管283，通入ac6相绕组27ac，并由晶体管281驱动。其他的电路动作与图26的电路动作大致相同。在图28的驱动电路中，为了补偿该电路的非对称性而增加了晶体管281和二极管282、283，因此简单地从逻辑上来看，晶体管的总电流容量与图26相比增加。然而，驱动电路整体的元件数量大大减少，并且能够简化。
实施例15
接着，图29示出了第一技术方案中的其他实施例。为简化了图26的驱动电路的示例。在上述图28中增加二极管294，将二极管283的连接处从晶体管261的发射极变更为晶体管281的集电极。另外，除了将上述图6的驱动电路简化成图85的驱动电路，以及将绕组的数量从三个增加到五个以外，方法是相同的。
在图29的驱动电路中，在穿过da6相绕组27da的等式(75)的da6相电流ida6中，a6相电流分量ia6从晶体管265通入绕组27da，通过二极管283，由晶体管281驱动。另外，在穿过ac6相绕组27ac的等式(72)的ac6相电流iac6中，a6相电流分量ia6也通过二极管294，由晶体管281驱动。其他的电路动作与图8的电路动作大致相同。在图29的驱动电路中，为了补偿该电路的非对称性而增加了晶体管281和二极管282、294。另外，在图29中，晶体管281通入2倍的a6相电流分量ia6，因此电流容量变大。其结果是，简单地从逻辑上来看，晶体管的总电流容量与图26相比增加。然而，驱动电路整体的元件数量大大减少，并且能够简化。
以上，关于第一技术方案，对其实施例进行了说明。为了使电机和驱动电路高效化、高品质化、小型化、轻量化、低成本化，组合使用几种技术，并获得了效果。对这些功能、作用以及效果进行统一说明。技术之一是绕组的共用技术，构成为能够使通入槽的绕组的电流在各个机会下对该槽的圆周方向两侧的定子磁极进行励磁。通过全节距绕组或者环形绕组可以使绕组共用，并且能够将绕组的利用率、其用于驱动的晶体管的利用率提高至2倍。
其他技术之一是不受由另一相的交链磁通引起的过大电压等的影响，将定子磁极stxy的两侧的绕组wxy串联连接。另外，通入这两个串联绕组的电流分量ixy能够选择性地仅对相应的定子磁极stxy进行励磁。而且，该电流分量ixy不会在上述定子磁极stxy以外的定子磁极产生电磁影响。为等式(82)至(91)的关系。
其他技术之一是如图26那样连续地满足上述绕组的共用和将相应的两个绕组串联连接这两个条件。在各绕组中，如等式(72)至(76)那样，通入两个相的电流分量。由于是全节距绕组，所以能够叠加两个相电流分量。
其他技术之一是将各绕组的电流限定为单向，实现驱动电路的简化。在直流电流控制的情况下，可以用一个晶体管控制一个电流。通过二极管能够简单地进行电压的分离、绝缘，在这一方面也是优异的。另外，通过上述绕组共用技术，弥补了不能通入负电流的限制。另外，穿过各定子磁极的磁通也限定为单向的磁通，但关于这一点也如后所述，能够转变成可以有效地使用永磁体的优点。
其他技术之一是由于是以矩形波电压、矩形波电流为基本的驱动技术，所以能够有效地利用电源电压。另外，能够根据用途、规格来选择定子磁极数、转子磁极数、磁极宽度、磁极形状等。
其他技术之一是即使不使用永磁体也能够进行驱动。特别地，在需要低成本的用途中，具有吸引力。另外，如后所示，能够有效地利用永磁体，也能够实现表面磁体型转子。
实施例16
接着，图30、图31等示出了第二技术方案的实施例。为通过与晶体管共用图83、图30等的集中绕组来进行驱动，从而简化驱动电路，使其小型化的方法。图30的301是a7相定子磁极，302是a7/相定子磁极。
在a7相定子磁极301中缠绕分成了两个的a7相集中绕组30a3和30a5。在a7/相定子磁极301中缠绕分成了两个的a7/相集中绕组30a4和30a6。a7相集中绕组30a3经由连接线30a1与a7/相集中绕组30a4串联连接，通入a7相电流ia7的1/2。a7相集中绕组30a5经由连接线30a2与a7/相集中绕组30a6串联连接，通入a7相电流ia7的其余的1/2。
同样地，缠绕于b7相定子磁极303的b7相集中绕组30b3经由连接线30b1与缠绕于b7/相定子磁极304的b7/相集中绕组30b4串联连接，通入b7相电流ib7的1/2。b7相集中绕组30b3经由连接线30b2与b7/相集中绕组30b6串联连接，通入b7相电流ib7的其余的1/2。
同样地，缠绕于c7相定子磁极305的c7相集中绕组30c3经由连接线30c1与缠绕于c7/相定子磁极306的c7/相集中绕组30c4串联连接，通入c7相电流ic7的1/2。c7相集中绕组30c5经由连接线30c2与c7/相集中绕组30c6串联连接，通入c7相电流ic7的其余的1/2。另外，图30中的307为转子磁极之一，图30中的各定子磁极和各转子磁极的磁电路的构成与图83、图1等中的构成相同。
图31是向图30的各绕组通电的驱动电路的示例。在通过图6的电路对上述图2的全节距绕组的电机进行驱动的情况下，将定子磁极所在的绕组串联连接来进行驱动。而且，如等式(1)、(2)、(3)那样，叠加相邻的两个定子磁极的相的相电流分量并通入各绕组。该构成的目的在于减轻这些绕组交链的另一相的磁通的影响，以及选择性地对特定的定子磁极进行励磁而不会对另一相产生磁动势的影响，并且，可以说各晶体管和各绕组共用两个相的电流分量而通电。表明了通过2倍地共用，提高利用率，大大降低绕组的铜损，并且能够使驱动电路显著小型化。
与此相对，图30中的集中绕组是结构上缠绕的定子磁极专用的励磁绕组，且不会受到另一相的磁通的影响。而且，由于是直流励磁的电机，所以如上述图6那样，图31的各晶体管能够共用两个相的电流来通电。而且，通过将各绕组并联地配置、连接，图31中的驱动电路如上述图6那样，共用各晶体管来提高利用率，能够实现驱动电路的显著小型化。虽然无法共用图30、图31中的各绕组，但通过后面描述的扩大槽截面积的技术，可以大大降低铜损。除此之外，集中绕组的制作性良好，绕组占空系数较高，线圈端长度也较小。因此，图2的电机和图6的驱动电路，以及图30的电机和图31的驱动电路具有各自的特征。
图31中的32s为驱动电路整体的控制电路，32r为直流电压源。图31中的绕组31a1表示图30中的a7相集中绕组30a3、连接线30a1以及a7/相集中绕组30a4，通入a7相电流的1/2即ia7/2。图31中的绕组31b1表示图30中的b7相集中绕组30b3、连接线30b1以及b7/相集中绕组30b4，通入b7相电流的1/2即ib7/2。31n和31p是防止反向导通的二极管。317、318、319、31d为用于再生的二极管。晶体管311向上述绕组31a1和31b1供给电流ia7/2、ib7/2的电力。另外，在进行pwm控制等的情况下，各绕组的电流再生时、或者进行飞轮通电时，自然向绕组通电，但也存在不向晶体管311通电的时间段。另外，晶体管311与上述图6的晶体管61供给iab1＝iab/2＝(ia+ib)/2的电力，通入电流的情况类似。
同样地，图31中的绕组31c1表示图30中的c7相集中绕组30c3、连接线30c1以及c7/相集中绕组30c4，通入c7相电流的1/2即ic7/2。晶体管312向上述绕组31b1和31c1供给电流ib7/2、ic7/2的电力。另外，晶体管312与上述图6的晶体管63供给ibc1＝ibc/2＝(ib+ic)/2的电力，通入电流的情况类似。31q、31r、31s、31t、31u、31v、31w、31x、31y、31z是防止反向导通的二极管。31e、31f、31g、31h、31j、31k、31l、31m为用于再生的二极管。
同样地，图31中的绕组31a2表示图30中的a7相集中绕组30a5、连接线30a2以及a7/相集中绕组30a6，通入a7相电流的其余的1/2即ia7/2。晶体管313向上述绕组31c1和31a2供给电流ic7/2、ia7/2的电力。
同样地，图31中的绕组31b2表示图30中的b7相集中绕组30b5、连接线30b2以及b7/相集中绕组30b6，通入b7相电流的其余的1/2即ib7/2。晶体管314向上述绕组31a2和31b2供给电流ia7/2、ib7/2的电力。
同样地，图31中的绕组31c2表示图30中的c7相集中绕组30c5、连接线30c2以及c7/相集中绕组30c6，通入c7相电流的其余的1/2即ic7/2。晶体管315向上述绕组31b2和31c2供给电流ib7/2、ic7/2的电力。其余的晶体管46向上述绕组31c2和31a1供给电流ic7/2、ia7/2的电力。
接着，图34示出了图30、图31的具体的通电示例。图34的横轴为时间t，但表示以恒定旋转速度向ccw旋转的状态，在最下部示出了转子旋转角位置θr。各相的电流ia7、ib7、ic7的实线波形表示各电流根据旋转依次切换的情况。
两个相的电流的和形成下式，在图34中示出。
iab7＝ia7+ib7(92)
ibc7＝ib7+ic7(93)
ica7＝ic7+ia7(94)
在图34的示例中，采用了iab7、ibc7、ica7的值不超过一定值的、各相的电流ia7、ib7、ic7的实线波形的示例。
a7相绕组31a1、31a2的电压为相同的值，为va7。b7相绕组31b1、31b2的电压为相同的值，为vb7。c7相绕组31c1、31c2的电压为相同的值，为vc7。在各相转子磁极向定子磁极对置的区间中，该相的磁通增加，但磁通的减少集中于电流减少的区间。因此，在图34的va7、vb7、vc7的实线所示的电压波形中，负部分的电压波形的时间宽度较小，负的电压值变大。
当转速变高时，该负的电压值为较大的值，因此超过电源电压，产生问题。对于减少该负的电压值的示例，用途34中的虚线示出各波形。各相的电流的减少都在当时电感较大的区域因此电流的变化率较小，所以形成时刻早于实线波形的虚线的波形。而且，各相的电流的增加都在当时定子磁极和转子磁极尚未对置且电感较小的区域因此可以进行电流的快速增加，所以形成时刻迟于实线波形的虚线的波形。电机的平均转矩稍微减少，但能够减少电压的问题。
另外，在图31的驱动电路中，在图30的电机转速较高且负载电流也较大的运转区域中，需要注意各相电流的切换。还涉及上述负的电压的问题。例如，在图34的转子旋转角位置θr为30°左右时，减少通入绕组31a1和31a2的a7相电流ia7，同时增加通入绕组31b1和31b2的b7相电流ib7。首先，由于c7相电流为0，所以假设晶体管316和313处于截止的状态。而且，由于想要增加b7相电流ib7，所以假设晶体管312和315处于导通的状态。在晶体管311和314截止的瞬间，绕组31a1和31a2的磁能向电源再生，a7相电流ia7减少。然而，此时，由于晶体管312和315导通，所以b7相电流ib7成为飞轮状态，但无法增加电流。
接着，在晶体管311和314导通的瞬间，绕组31a1和31a2的电流成为飞轮的状态，磁能无法向电源再生。绕组31a1和31a2的磁能在θr小于30°的区域中转换为ccw转矩，在θr大于30°的区域中变为cw转矩而发电。反之，由于晶体管311和314也导通，所以b7相电流ib7被施加电压，电流增加。
变为这样的状态，晶体管311和314同时减少a7相电流ia7，无法增加b7相电流ib7。例如，如果晶体管311和314每次反复导通和截止50％，则在1/2的电压下a7相电流ia7减少，在1/2的电压下b7相电流ib7增加。在这种状态下电流的响应延迟。
作为改善电流应答速度的一种改善方案，如图34的虚线所示，存在一种使a7相电流ia7的减少提前进行，而使b7相电流ib7的增加稍迟进行的方法。至少在所有晶体管处于截止的状态下，所有电流的磁能都向电源再生。另外，虽然在后面叙述，但在不间断地通入所有相的电流的电流连续模式下，电流控制稍微不同。
以上，对图30中的集中绕组的电机和图31的驱动电路的构成及作用进行了说明。图31的各晶体管能够共用两个相电流来通电。而且，尽管图31是六个晶体管，但能够在大部分的转子旋转位置通过两条路径来供给电力，能够比图5等中的以往的驱动电路小型化。
上述图2的全节距绕组的电机和图6的驱动电路具有类似的作用。
接着，在图32中，去除了图31的一部分二极管，简化了驱动电路。去除了二极管31q、31r、31e、31u、31v、31j、31y、31z、317。将318、319替换成二极管321。将31f、31g替换成二极管322。将31k、31l替换成二极管323。图32的驱动电路的作用与图31的作用大致相同。
实施例17
接着，在图33中，将图30中分成了两组的集中绕组如图83那样返回到一组集中绕组。33a是a7相绕组，33b是b7相绕组，33c是c7相绕组。334是对a7相绕组33a进行驱动的晶体管。331是对a7相绕组33a和b7相绕组33b进行驱动的晶体管。332是对b7相绕组33b和c7相绕组33c进行驱动的晶体管。333是对c7相绕组33c进行驱动的晶体管。336和337为阻止反向导通的二极管。
335、338、339、33d为进行向电源再生的二极管。
图33的驱动电路的作用与图31、图32相同，但晶体管334和333分别为对a7相绕组33a和c7相绕组33c进行驱动的专用的绕组。在图31、图32的情况下，能够通过六个晶体管向两条路径供给电力，但在图33的情况下，通过四个晶体管向一条路径供给电力。作为比例，图33的驱动电路的晶体管增加一个。在晶体管的利用率方面，图33为50％，低于图31、图32的67％。然而，电机的绕组简单，驱动电路的元件数量也少，因此是具有吸引力的电机和驱动电路。
另外，图30的1极对的电机也能够增加2极对或更多极对的极对数量。在2极对的情况下，能够将图30中并联地分成两组的集中绕组在各定子磁极设定一个集中绕组，并通过图31、图32、图33的电路进行驱动。
实施例18
接着，对通过图35的电路对上述图19(a)的集中绕组的电机进行驱动的示例进行说明。绕组35a是将向图19(a)的a5相和a5/相定子磁气901、902缠绕的191、192串联连接的a5相集中绕组wa5，通入a5相电流ia5。ia5由晶体管351和354驱动。同样地，绕组35b是b5相集中绕组wb5，b5相电流ib5由晶体管351和352驱动。绕组35c是c5相集中绕组wc5，c5相电流ic5由晶体管352和352驱动。绕组35d是d5相集中绕组wc5，d5相电流id5由晶体管353和354驱动。
图19(a)的以往的驱动方法在图5那样的电路构成中，通常通过八个晶体管进行驱动。与此相对，图35为四个晶体管所以是简化的构成。可以实现驱动电路的简化、小型化。
但是，如图22的ia5、ib5、ic5、id5所示，存在各相的电流重叠的区间，共用的各晶体管的电流容量增加。在图35的构成的情况下，作为对策，为了降低晶体管的电流容量，也能够对图35的电路图上相邻的绕组的合计电流进行控制以使其不超过一定电流以上。在该情况下，能够将各晶体管的电流容量减小至1/2。
实施例19
接着，对通过图36的电路对上述图19(a)的集中绕组的电机进行驱动的示例进行说明。其为改善了图35的特性，并且减少了电流的限制、电压的限制的驱动电路。通过晶体管362和363驱动a5相绕组35a的a5相电流ia5。通过晶体管362和361驱动c5相绕组35c的c5相电流ic5。通过晶体管365和364驱动b5相绕组35b的b5相电流ib5。通过晶体管365和366驱动d5相绕组35d的d5相电流id5。368、369、36c、36d为阻止反向导通的二极管。367、36f、36a、36b、36g、36e为通入电源的再生电流的二极管。
如图22所示，ia5和ic5的通入在时间上不重叠。因此，能够减轻共用通电的晶体管362的电流负担。另外，ib5和id5的通入在时间上不重叠。因此，能够减轻共用通电的晶体管365的电流负担。而且，也能够减轻共用通电的晶体管362和365的电压负担。
虽然上述图19(a)的转子磁极数为六个，但也可以改变磁极数。也可以使极对数为2以上。另外，能够将图31、图32、图33、图35、图36等的技术扩展并应用于改变了定子磁极数和转子磁极数的电机。
实施例20
接着，图37、图39等示出了第三技术方案的实施例。其为一种将永磁体应用于转子的电机构成，并且特别地，与上述图1、图19、图25、图30等示出的磁阻式转子在转子构成上不同。通常，表面磁体型同步电机spmsm向定子的各绕组通入交流电流来进行控制。对上述图1、图19、图25、图30等的定子磁极进行励磁的磁性为n或s的单极性，向定子的各绕组通入单向电流。驱动电流的条件不同于以往的spmsm，并且由于这些特性的差异，在定子磁极数和转子磁极数具有特定的关系的情况下，能够获得良好的电机特性、转矩特性。
图37的电机构成是定子磁极为六个，转子磁极为十四个的示例。其为转子表面配置了永磁体的n极和s极的示例，描述了转子磁极的极性n、s。定子的构成与图2的定子的构成类似，但为了增加产生转矩，图37的定子磁极的圆周方向宽度配合转子磁极的圆周方向宽度25.7°。371是a8相定子磁极，372是a8/相定子磁极。373是b8相定子磁极，374是b8/相定子磁极。375是c8相定子磁极，376是c8/相定子磁极。377和378是由槽内绕组和线圈端部180°相反侧的槽内绕组构成，并且并联配置的两组全节距绕组，为ab8相绕组。各自通入ab8相电流的1/2即iab8/2。同样地，379和37a为bc8相绕组，各自通入ibc8/2。37b和37c为ca8相绕组，各自通入ica8/2。各全节距绕组的卷绕匝数为nwa/2。37d为转子的n极磁极之一。37e为转子的s极磁极之一。
假设对图37的a8相定子磁极371、372进行励磁的等价集中绕组并设定为wa8，将a8相电流设定为ia8。同样地，假设对373、374进行励磁的等价集中绕组并设定为wb8，将b8相电流设定为ib8。假设对375、376进行励磁的等价集中绕组并设定为wc8，将c8相电流设定为ic8。与上述等式(1)、(2)、(3)相同，形成下式的关系。
iab8＝ia8+ib8(95)
ibc8＝ib8+ic8(96)
ica8＝ic8+ia8(97)
将a8相的集中绕组wa8的电压设定为va8，将b8相的集中绕组wb8的电压设定为vb8，将c8相的集中绕组wc8的电压设定为vc8。将ab8相的全节距绕组wab8的电压设定为vab8，将bc8相的全节距绕组wbc8的电压设定为vbc8，将ca8相的全节距绕组wca8的电压设定为vca8。与上述等式(26)、(28)、(30)以及(32)、(33)、(34)相同，这些电压间的关系为下式。
vab8＝(va8+vb8-vc8)/2(98)
vbc8＝(-va8+vb8+vc8)/2(99)
vca8＝(va8-vb8+vc8)/2(100)
vab8+vbc8＝vb8(101)
vbc8+vca8＝vc8(102)
vca8+vab8＝va8(103)
使图37的电机以恒定旋转速度向ccw旋转时的各相的电压va8、vb8、vc8变为图38。图38的横轴为时间t，在最下部示出了转子的旋转角位置θr。当在能够产生ccw方向的转矩的区间中通入各相的电流时，成为图38的ia8、ib8、ic8。而且，ab8相电流iab8、bc8相电流ibc8、ca8相电流ica8成为图38。其中，图37、图38的各绕组的电流为单向电流，不应该像通常的交流电动机那样通入正电流和负电流。
从图38的特性可知，各相的定子磁极依次产生ccw转矩，能够生产ccw的连续转矩。各相的转矩相互重叠8.6°。图38中的ab8相电流iab8、bc8相电流ibc8、ca相电流ica8分别表示可以在51.4°区间的5/6即42.9°的区间中产生cww的转矩，绕组的利用率较高。与图83的以往的电机简单地相比，图38的电流集中度为((60/72)/0.333)＝2.5。其结果是，铜损为40％，能够将铜损降低60％。
图38的iab8、ibc8、ica8的电流波形是表示可能性的一个示例，实际上存在降低铜损的通电方法，减少转矩脉动的通电方法，减少振动、噪声的通电方法，以及在大转矩时减小驱动装置的各晶体管的电流容量的通电方法等，能够适当地选择。
例如，虽然图38的电流波形iab8、ibc8、ica8仅在一个区间成为2倍的电流值，但如果使各相电流分量ia8、ib8、ic8的电流增加和电流减少为一个区间的等增、等减，则能够消除上述的2倍的电流。为图38的ia8、iab8中虚线所示的电流波形。该情况下的绕组利用率为67％。
另外，通过在上述成为2倍的电流值的区间中减小电流振幅值，并且在其近旁的区间中增大电流振幅值，能够减小电流值的最大值，并且在原理上能够将转矩脉动设定为0。通电区间也变为5/6的区间，利用率也较高。
图37的电机的驱动电路为图6。能够以与对图2的电机进行驱动的情况相同的方式通电，并且进行驱动。在上述绕组利用率为67％的情况下，各晶体管的利用率为67％。与通过所谓的120°通电对以往的永磁型三相交流电机进行驱动的情况相比，为2倍。能够将驱动电路的总电流容量降低至1/2，可以实现小型化。如上所述，还可以进一步改善。
另外，在图37中，将全节距绕组分成两个并联的全节距绕组，但是当然也可以在各槽中形成一个绕组。在该情况下，也能够使用图7、图8、图9等的驱动电路。另外，也可以对图37的电机进行各种变形，并且能够应用环状的环形绕组，增加极对数，或者将两个电机在径向或轴向复合来将绕组简化成环形绕组。
实施例21
接着，图39示出了第三技术方案中的其他实施例。为定子磁极数为十四个、转子磁极数为二十六个的示例，且为两磁极数较大的示例。转子磁极的圆周方向宽度为13.85°。定子磁极的圆周方向宽度配合转子磁极的圆周方向宽度13.85°。为槽的开口部的圆周方向宽度为11.87°的示例。在转子表面上，将26极的永磁体在圆周方向上交替配置n极和s极。
391是a9相定子磁极，392是a9/相定子磁极。393是b9相定子磁极，394是b9/相定子磁极。395是c9相定子磁极，396是c9/相定子磁极。397是d9相定子磁极，398是d9/相定子磁极。399是e9相定子磁极，39h是e9/相定子磁极。39j是f9相定子磁极，39k是f9/相定子磁极。39l是g9相定子磁极，39m是g9/相定子磁极。
39a是由槽内绕组和线圈端部180°相反侧的槽内绕组构成的全节距绕组，为ad9相绕组。将该ad9相绕组39a分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39a1和39a2，并各自通入ad9相电流的1/2即iad9/2。各全节距绕组的卷绕匝数为nwa/2。
同样地，39b是be9相绕组，将其分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39b1和39b2，并各自通入be9相电流的1/2即ibe9/2。39c是cf9相绕组，将其分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39c1和39c2，并各自通入cf9相电流的1/2即icf9/2。39d是dg9相绕组，将其分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39d1和39d2，并各自通入dg9相电流的1/2即idg9/2。39e是ea9相绕组，将其分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39e1和39e2，并各自通入ea9相电流的1/2即iea9/2。39f是fb9相绕组，将其分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39f1和39f2，并各自通入fb9相电流的1/2即ifb9/2。39g是gc9相绕组，将其分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为39g1和39g2，并各自通入gc9相电流的1/2即igc9/2。
假设对图39的a9相定子磁极391、392进行励磁的等价集中绕组并设定为wa9，将a9相电流设定为ia9。同样地，假设对b9相定子磁极393、394进行励磁的等价集中绕组并设定为wb9，将b9相电流设定为ib9。假设对c9相定子磁极395、396进行励磁的等价集中绕组并设定为wc9，将c9相电流设定为ic9。假设对d9相定子磁极397、398进行励磁的等价集中绕组并设定为wd9，将d9相电流设定为id9。假设对e9相定子磁极399、39h进行励磁的等价集中绕组并设定为we9，将e9相电流设定为ie9。假设对f9相定子磁极39j、39k进行励磁的等价集中绕组并设定为wf9，将f9相电流设定为if9。假设对g9相定子磁极39l和39m进行励磁的等价集中绕组并设定为wg9，将g9相电流设定为ig9。
与上述等式(1)、(2)、(3)相同，形成下式的关系。
iad9＝ia9+id9(104)
ibe9＝ib9+ie9(105)
icf9＝ic9+if9(106)
idg9＝id9+ig9(107)
iea9＝ie9+ia9(108)
ifb9＝if9+ib9(109)
igc9＝ig9+ic9(110)
将上述集中绕组wa9的电压设定为va9，将集中绕组wb9的电压设定为vb9，将集中绕组wc9的电压设定为vc9，将集中绕组wd9的电压设定为vd9，将集中绕组we9的电压设定为ve9，将集中绕组wf9的电压设定为vf9，将集中绕组wg9的电压设定为vg9。将上述全节距绕组wad9的电压设定为vad9，将全节距绕组wbe9的电压设定为vbe9，将全节距绕组wcf9的电压设定为vcf9，将全节距绕组wdg9的电压设定为vdg9，将全节距绕组wea9的电压设定为vea9，将全节距绕组wfb9的电压设定为vfb9，将全节距绕组wgc9的电压设定为vgc9。
与上述等式(26)、(28)、(30)相同，这些电压间的关系根据各相的磁通的交链关系为下式。
vad9＝(va9+vb9+vc9+vd9-ve9-vf9-vg9)/2(111)
vbe9＝(-va9+vb9+vc9+vd9+ve9-vf9-vg9)/2(112)
vcf9＝(-va9-vb9+vc9+vd9+ve9+vf9-vg9)/2(113)
vdg9＝(-va9-vb9-vc9+vd9+ve9+vf9+vg9)/2(114)
vea9＝(va9-vb9-vc9-vd9+ve9+vf9+vg9)/2(115)
vfb9＝(va9+vb9-vc9-vd9-ve9+vf9+vg9)/2(116)
vgc9＝(va9+vb9+vc9-vd9-ve9-vf9+vg9)/2(117)
与上述等式(32)、(33)、(33)相同，形成下式的关系。
vad9+vdg9＝vd9(118)
vdg9+vgc9＝vg9(119)
vgc9+vcf9＝vc9(120)
vcf9+vfb9＝vf9(121)
vfb9+vbe9＝vb9(122)
vbe9+vea9＝ve9(123)
vea9+vad9＝va9(124)
使图39的电机以恒定旋转速度向ccw旋转时的各相的电压va9、vb9、vc9、vd9、ve9、vf9、vg9变为图40。图40的横轴为时间t，在最下部示出了转子的旋转角位置θr。当在能够产生ccw方向的转矩的正电压的区间中通入各相的电流时，成为图40的ia9、ib9、ic9、id9、ie9、if9、ig9。而且，ad9相电流iad9、be9相电流ibe9、cf9相电流icf9、dg9相电流idg9、ea9相电流iea9、fb9相电流ifb9、gc9相电流igc9成为图40。其中，图39、图40的各绕组的电流为单向电流，不应该像通常的交流电动机那样通入正电流和负电流。
图39的电机、图40的各相电流iad9、ibe9、icf9、idg9、iea9、ifb9、igc9为七相的电流。图6是三相的驱动电路，图26是五相的驱动电路。虽然未图示，但七相的驱动电路是在图26的五相的驱动电路中增加了两相的驱动电路的构成，在该形式的驱动电路中，晶体管数量为十四个。
例如，假设在图26的纸面右侧增加了两相的结构为七相的驱动电路，对图39的绕组、图40的电流进行说明。图26的纸面中从左侧起的七个绕组27ac1、27ce1、27eb1、27bd1、27da1、27ac2、27ce2分别按此顺序成为图39的上述ad9相全节距绕39a1、dg9相全节距绕组39d1、gc9相全节距绕组39g1、cf9相全节距绕组39c1、fb9相全节距绕组39f1、be9相全节距绕组39b1、ea9相全节距绕组39e1。另外，如上所述，这些绕组是将图39的各全节距绕组分成了两组并联地配置的全节距绕组的单一绕组。
这些绕组顺序是等式(118)至(124)的各电压的顺序。例如，在图26的纸面中最左端的绕组是39a1，电流通入等式(104)的ad9相电流iad9，向左端起的第二个绕组39d1通入等式(107)的dg9相电流idg9。在图26的驱动电路中，这两个绕组串联连接，这两个电压的和，即两端电压由等式(118)表示，成为d9相电压vd9。两绕组39a1、39d1的电压由等式(111)、(114)表示，由于全部相的磁通交链，所以成为复杂的电压。然而，两电压的和成为d9相电压vd9，不会受到其他相的磁通的影响。也不会受到其他相的过大的电压的影响。
而且，两绕组39a1、39d1的电流由等式(104)、(107)表示，通入两绕组的共用的电流分量成为d9相电流分量id9。该d9相电流分量id9也是选择性地仅对d9相定子磁极397和d9/相定子磁极398进行励磁的电流分量。其他定子磁极不会因该d9相电流分量id9而受到电磁影响。选择性地对各定子磁极进行励磁的特性是对图37、图39等永磁型转子进行驱动的重要的特性之一。
对于其他的上述绕组39g1、39c1、39f1、39b1、39e1，也是同样的关系。另外，对于配置于七相的驱动电路的右半部分的39a2、39d2、39g2、39c2、39f2、39b2、39e2，也是同样的关系。
另外，如图28、图29中简化图26的五相驱动电路那样，也能够简化七相的驱动电路。为相同的方法。在该情况下，在图39中，能够将两组并联地配置的全节距绕组汇集成一组全节距绕组。
接着，对图39的电机、图40的电压、电流的驱动特性、转矩、利用率、效果进行说明。简单地说，电压v和电流i的乘积就是输入功率p，输出功率p也是输出转矩t和旋转角速度ω的乘积。其中，假设旋转角速度ω为恒定转速。因此，根据图40的电压、电流的特性可知，七相的各相电流iad9、ibe9、icf9、idg9、iea9、ifb9、igc9中的每一个在图40所示的一个周期的十四个区间中的十三个区间中产生转矩。从这个意义上讲，绕组的利用率为92.9％。另外，各相电流的一个周期以转子的n极和s极的圆周方向宽度计为27.7°。
虽然图40的各相电流仅在一个区间成为2倍的电流值，但可以进行各种变形、选择。例如，如果使各相电流分量ia9、ib9、ic9、id9、ie9、if9、ig9的电流增加和电流减少为一个区间的等增、等减，则能够消除上述的2倍的电流值。在一个周期的十四个区间中的十二个区间中产生转矩。即使这样，绕组的利用率也良好，为85.7％。另外，在图40的电流波形中为13/14，因此绕组的利用率为92.86％。
在对图40的电压、电流进行驱动的上述驱动电路中，绕组的利用率和各晶体管的利用率相同，为85.7％。由于通过六个晶体管对以往的永磁电机的三相交流绕组进行所谓的120°通电的情况下的利用率为33.3％，所以85.7％是其2.57倍的值。因此，与以往驱动电路相比，本发明的驱动电路为1/2.57＝0.388，能够使总电流容量小型化至38.8％。
另外，图37、图39的各绕组的电流变为单向电流的驱动，因此绕组利用率降低至交流电机的1/2。然而，在全节距绕组的情况下，由于能够用于对绕组两侧的两个定子磁极进行励磁，所以通过共用绕组能够使利用率变为约2倍，并且能够抵消单向电流的利用率的降低。同时，该电流驱动的晶体管的利用率也能够提高。进一步地，通过设定为直流电流驱动而非交流电流驱动，存在电流的增加、减少，以及二极管的导通限制等驱动电路的简化变得容易的部分。
另外，对于图37、图39的绕组的形式，也可以是环状的环形绕组，也可以将极对数设定为2以上。另外，也可以在内径侧和外径侧配置两个电机，或者在转子轴方向上背对背地配置两个电机。在该情况下，由于能够将绕组设定为环形绕组，所以能够缩短线圈端的长度，也能够使其构成简单，因此可以实现电机的小型化。特别地，如图39所示，在相数较大的情况下，其效果较好。
以上，对图37、图39的全节距绕组的定子的构成示例进行了说明。其为从属于第一技术方案，使用永磁型转子的第三技术方案的构成示例。其目的在于减轻由永磁体的使用引起的励磁负担。磁阻电机中的磁场能的供给、维持、再生的负担不小。另外，在后面将对从属于第二技术方案，使用集中绕组定子和永磁型转子的构成进行说明。
图37、图39那样的全节距绕组的定子和永磁型转子的构成是各自的磁极数的组合，并且构成的种类有无数种。然而，由于是永磁体，并且是全节距绕组，所以限定了电机构成。定子磁极的数量spn为(2+4×snn)，转子磁极的数量rpn限定为(2+4×rnn)。snn和rnn为整数。
进一步地，在显示出良好转矩特性的电机构成中，转子磁极的数量为(spn×2-2)，或者(spn×2+2)。具体地，是在定子磁极数为六个的情况下，转子磁极数为十个或者十四个的构成。是在定子磁极数为十个的情况下，转子磁极数为八个或者二十二个的构成。是在定子磁极数为十四个的情况下，转子磁极数为二十六个或者三十个的构成。是在定子磁极数为十八个的情况下，转子磁极数为三十四个或者三十八个的构成。进一步地，在定子磁极数较大的情况下也具有相同的规律性。然而，这并不是限定条件，特别地，在定子磁极数变大的情况下，其周围的转子磁极数也可以是实用的数量。另外，上述转子磁极数也可以说是“定子磁极数的2倍左右的值”，定性地，是“4倍左右”和“6倍左右”等时在原理上也可以获得良好的特性。但是，当转子磁极变得太大时，存在结构上的限制、铁损增加、以及控制频率的极限等问题。
上述转子磁极数的规律性的原因在于：能够有效地使用各绕组；因此，优选在圆周方向上每隔一个定子磁极产生转矩；以及定子磁极在圆周方向上交替地配置n极和s极，各绕组是单向的直流电流驱动等。特征性地，如微调电机那样，也是在转子仅旋转n极和s极的圆周方向宽度时，产生转矩的地方旋转一圈的构成。特别地，当定子磁极数变大时，容易在视觉上容易识别该倾向，并且示出了定子磁极数为十四个的图39、图40的示例。另外，在图39、图40的示例等中，能够提高绕组的利用率的原因在于，各绕组是全节距绕组，且能够作为对两侧的两个定子磁极进行励磁的绕组而共用。在各转子旋转角位置θr中，以对适于产生转矩的定子磁极进行励磁的方式使用各绕组，并通入励磁电流。
另外，定子磁极的圆周方向宽度是近似转子磁极的圆周方向宽度的值，这在转矩产生方面是有利的。另外，在减少转矩脉动的方面也是同样的。但是，特性会根据永磁体的性能、定子磁极的前端部形状而发生变化。另外，为了降低通过槽开口部附近的永磁体的漏磁通分量的影响，设置电磁旁路来吸收漏磁通分量，通过使这些各磁通不与各绕组交链的形状，能够向上述漏磁通分量之间相互通过并抵消的定子的后轭侧通过，或者向转子的后轭侧通过。能够减少上述漏磁通分量的弊端。特别地，在扁平的电机形状的情况下，能够从电机的轴方向侧面比较容易地制作上述旁路。
与第一技术方案的特征相同，第三技术方案的全节距绕组的电机特征具有：能够降低电机的铜损；能够降低驱动电路的电流容量；并且在增加定子磁极数的情况下，电机结构和驱动电路变得复杂，但由于产生转矩的地方增多，所以能够实现转矩脉动的减少、振动噪声的减少等。但是，由于各槽的开口部较大地打开，所以对于附近的漏磁通，需要对定子磁极形状、转子磁极形状等进行设计上的考虑。例如，在转矩的减少的容许范围内，可以通过薄的软磁体将槽的开口部封闭。
实施例22
接着，图41示出了第三技术方案中的其他实施例。在图37、图39中，作为各槽部的开口部较大地打开的形状的电机的具体示例进行了说明。为图39的定子磁极数为十四个、转子磁极数为二十六个的示例。在图41中，为各槽部的开口部的宽度变小的示例，其电机特性发生变化。因此，其为定子磁极数与图39相同为十四个，但转子磁极的数量减少到二十二个，并且减小了槽的开口部的开口宽度的示例。图41的定子磁极间距为360°/14＝25.71°，与转子对置的定子磁极的圆周方向宽度配合转子磁极的圆周方向宽度为16.26°。而且，槽开口部的比率为36.36％。同样地，当将转子磁极的数量减少至十八时，槽开口部的比率下降到22.2％。
图41的定子的配置关系与图39相同。图41的各绕组的电压和电流的值不同，但各式与图39的电机的等式(104)至(124)相同。411是ah相定子磁极，412是ah/相定子磁极。413是bh相定子磁极，414是bh/相定子磁极。415是ch相定子磁极，416是ch/相定子磁极。417是dh相定子磁极，418是dh/相定子磁极。419是eh相定子磁极，41h是eh/相定子磁极。41j是fh相定子磁极，41k是fh/相定子磁极。41l是gh相定子磁极，41m是gh/相定子磁极。
41a是由槽内绕组和线圈端部180°相反侧的槽内绕组构成的全节距绕组，为adh相绕组。将该adh相绕组41a分成两组并联地配置的全节距绕组并设定为41a1和41a2，并各自通入adh相电流的1/2即iadh/2。各全节距绕组的卷绕匝数为nwa/2。这等价于向绕组41a通入电流iadh。
为相同的关系，41b为beh相绕组，通入beh相电流ibeh。41c为cfh相绕组，通入cfh相电流icfh。41d为dgh相绕组，通入dgh相电流idgh。41e为eah相绕组，通入eah相电流ieah。41f为fbh相绕组，通入fbh相电流ifbh。41g为gch相绕组，通入gch相电流igch。
假设对图41的ah相定子磁极411和412进行励磁的等价集中绕组并考虑虚拟的集中绕组wah，将其电压设定为vah。同样地，考虑bh相的集中绕组wbh，将其电压设定为vbh。考虑ch相的集中绕组wch，将其电压设定为vch。考虑dh相的集中绕组wdh，将其电压设定为vdh。考虑eh相的集中绕组weh，将其电压设定为veh。考虑fh相的集中绕组wfh，将其电压设定为vfh。考虑gh相的集中绕组wgh，将其电压设定为vgh。
使图41的电机以恒定旋转速度向ccw旋转时的各相的电压vah、vbh、vch、vdh、veh、vfh、vgh变为图42。图42的横轴为时间t，在最下部示出了转子的旋转角位置θr。当在能够产生ccw方向的转矩的正电压的区间中通入各相的相电流，并且将这些相电流合成时，成为图42的adh相电流iadh、beh相电流ibeh、cfh相电流icfh、dgh相电流idgh、eah相电流ieah、fbh相电流ifbh、gch相电流igch。
向图41的电机的各绕组通入图42的各电流的驱动电路与上述说明的对图40的各电流进行驱动的方法相同。关于转矩，如图42的各电压、各电流所示，在十七个区间中的十四个区间中有效地产生转矩。
图42是示出了原理特性的电压、电流的图。实际上，可以采用各种电流值，例如，铜损变小的电流控制方法、控制各晶体管的最大电流的电流控制方法等。例如，图42的各电流在十四个区间中的三个区间中变为2倍的电流值，通入2倍电流的各晶体管的电流负担变大。由于各相的电流的转矩常数大致相同，所以也可以采用减小值变大的电流，并且通过其他电流来补偿转矩的设计。
在十七个区间中的十四个区间中可以产生转矩，简单计算图41、图42所示的绕组的利用率，为76.5％。也可以通过避免电流集中的方法来获得平均转矩，所以可以认为晶体管的利用率大致相同。结果表明，即使采用图41所示的减小槽的开口部的电机形状、结构也能够降低铜损，并且可以减小驱动电路的电流容量。
实施例23
接着，在第三技术方案的其他实施例中，对由集中绕组的定子和永磁型转子构成的示例进行说明。其为从属于第二技术方案的电机和驱动电路。在全节距绕组的情况下，定子磁极数限定为六、十、十四、十八等，但在集中绕组的情况下，与在圆周方向上相邻的定子磁极的电磁关系减小。因此，定子磁极数的限制变少。除了上述定子磁极数为六、十、十四、十八等情况之外，例如，定子磁极数也可以为八。
图43的电机是定子磁极数为八，在各定子磁极中缠绕集中绕组，永磁型转子磁极数为十四个的示例。转子磁极的圆周方向宽度为25.71°。定子磁极面对转子的部分的圆周方向宽度配合转子磁极为25.71°。图43的定子的构成除了定子磁极宽度之外，与图19(a)相同。
431是aj相定子磁极，432是aj/相定子磁极。分别向x41、432缠绕aj相集中绕组43a、43e，并串联连接形成aj相绕组waj，通入aj相电流iaj。将aj相绕组waj的电压设定为vaj。433是bj相定子磁极，434是bj/相定子磁极。分别向433、434缠绕bj相集中绕组43b、43f，并串联连接形成bj相绕组wbj，通入bj相电流ibj。将bj相绕组wbj的电压设定为vbj。435是cj相定子磁极，436是cj/相定子磁极。分别向435、436缠绕cj相集中绕组43c、43g，并串联连接形成cj相绕组wcj，通入cj相电流icj。将cj相绕组wcj的电压设定为vcj。437是dj相定子磁极，438是dj/相定子磁极。分别向437、438缠绕dj相集中绕组43d、43h，并串联连接形成dj相绕组wdj，通入dj相电流idj。将dj相绕组wdj的电压设定为vdj。其中，图43、图44的各绕组的电流为单向电流，不应该像通常的交流电动机那样通入正电流和负电流。
使图43的电机以恒定旋转速度向ccw旋转时的各相的电压vaj、vbj、vcj、vdj变为图44。图44的横轴为时间t，在最下部示出了转子的旋转角位置θr。各相的电压的上升位置为0°、135°、270°、45°，无规律。为了能够均衡地获得转矩，将与bj相定子磁极433的转子对置的表面的位置向ccw移动6.43°(以电气角计为45°)。此时，电压vbj变为图44的vbpj。同样地，将与dj相定子磁极437的转子对置的表面的位置向ccw移动6.43°(以电气角计为45°)。此时，电压vdj变为图44的vdpj。
各相电流的通电方法，即转矩的生成可以有多种方法。也可以与各相电压同步地通入交流电流，但在本发明中对基于单向电流的驱动方法进行描述。一种驱动方法是图44的各相电流iaj、ibj、icj、idj，其是各定子磁极依次产生转矩以向ccw方向产生连续的转矩的示例。
该情况下的驱动电路能够使用上述图35。另外，由于在低速旋转中各绕组的感应电压较小，所以各绕组的反方向感应电压的影响较小，例如，能够将图44的aj相电流iaj的通电宽度扩大至ia2j，并且将平均输出转矩扩大至接近2倍。其他相的电流ibj、icj、idj也是同样的。
另外，在高速旋转中，需要将储存于各绕组的磁能分量向电源再生的时间。另外，由于各绕组的反方向感应电压，产生负转矩的电流流动，因此也需要对其进行抑制。因此，对能够向图44的各相绕组通电的角度宽度产生限制
另一方面，具有各种电机用途，所需的转矩特性也多种多样。其中，在低速旋转中需要大转矩，但在高速旋转中，为低速旋转中的大转矩的一半以下即可的用途较多。汽车所需的转矩特性也是其中之一。在这方面，图35的驱动电路的晶体管较少为四个，是简单的驱动电路，具有低成本化的特征。另外，在图36的驱动电路中，晶体管增加到六个，但电流的限制条件被放宽，并且与图35的情况相比能够改善转矩特性。在该情况下，图43、图44的各相的电流限制因通电顺序而产生差异，因此为了降低各相的不平衡，也可以修正并改变与图43的各定子磁极的转子对置的表面的圆周方向宽度、圆周方向位置、形状等。
接着，对第三技术方案中的其他实施例进行说明。在上述图83等电机构成中，在转子的永磁体的磁通密度不是很大的情况下，可能各定子磁极的圆周方向的槽部的槽截面积过大而无法充分利用电机空间。另外，由于槽面对转子的开口部较宽，所以产生转子的永磁体的大量漏磁通，可能会引起转矩产生的问题。作为这些问题的对策，该实施例是向图43等各定子磁极圆周方向的各槽部进一步增加并插入新的定子磁极的方法。
在该实施例的具体构成示例中，首先，将图43的转子磁极数从十四极更改为十八极，并且为了提高转矩产生效率将定子磁极的圆周方向宽度设定为360°/18＝20°。绕组是集中绕组。在该状态下，与图43的情况相同，虽然各相的相对相位顺序改变，但变为与图44类似的电压、电流特性，能够通过图35、图36的驱动电路进行驱动。
其中，进一步地，向图43的aj相定子磁极431与bj相定子磁极433之间的槽部增加并插入与aj相定子磁极431大致相同形状且绕组方向为相反方向的定子磁极43j，通入aj相电流iaj。此时，定子磁极43j和转子的关系由于绕组的朝向是相反方向的，所以与aj相定子磁极431产生的转矩相同。对于其他槽部，也能够同样地，增加并插入绕组方向为相反方向的定子磁极。简单地从逻辑上来看，如果各绕组的卷绕匝数相同，则转矩是图43的情况下的2倍。如果卷绕匝数为1/2，则转矩与图43相同。
在该实施例的情况下，定子磁极在定子的圆周方向上几乎无缝隙地排列，从而能够大大减少定子的磁极间的漏磁通，并且能够消除漏磁通的弊端。另外，也能够更有效地利用转子的永磁体。而且，能够增加转矩。虽然相对相位顺序改变，但该实施例的特性变为与图44类似的电压、电流特性，能够通过图35、图36的驱动电路与上述图43的电机同样地进行驱动。另外，其他的图41的电机的定子形状也同样地变形，增加定子磁极，形成集中绕组的结构，能够与上述实施例同样地进行驱动。
实施例24
接着，示出了第四技术方案的实施例。第四技术方案是定子磁极为四个构成的电机及其控制装置。第四技术方案的目的在于，提供一种采用全节距绕组的构成降低铜损，减轻全节距绕组与所有磁通交链而引起的绕组电压的弊端的驱动电路，并且实现电机及驱动电路的小型化、低成本化。该目的定性地与第一技术方案相同，但由于定子磁极的数量较少为四个，所以变为与图1、图2的定子磁极的数量为六个的电机、或者八个以上的电机不同的特异性构成，因此将技术方案分开。
在定子磁极的数量为六个以上的电机中，各相的电流的通入与转子的旋转一起也在圆周方向上移动，但在定子磁极的数量为四个的情况下，动作缩短，变为两相的电流的增减相互叠加的动作，这并不简单。另外，其变为两个方向的动作交替重复的动作。另外，图19、图23的定子磁极的数量为八个的电机的定子磁极的数量特殊且同一方向的定子磁极在圆周方向上排列，所以存在相似之处，例如，图19的ad2相绕组91ad1、91ad2的电流方向取正值和负值。
另外，对该电机的极对数为1的情况进行说明，但极对数也可以任意增加为2、3、4、5。
图45(a)是定子磁极的数量为四个、转子磁极的数量为两个的电机构成，各磁极的圆周方向宽度约为90°，并且电机的绕组是集中绕组的构成。另外，其是固定定子磁极的磁性的电机，并且对其磁性n、s进行了附注。45a是ak相定子磁极，缠绕ak相集中绕组457，45a/是ak/相定子磁极缠绕ak/相集中绕组458，将两绕组串联连接并通入ak相电流iak。将两绕组的合计卷绕匝数设定为nwa。同样地，45b是bk相定子磁极，缠绕bk相集中绕组459，45b/是bk/相定子磁极缠绕bk/相集中绕组45e，将两绕组串联连接并通入bk相电流ibk。另外，在457、458等线圈端部，也指各槽内的绕组。455是一个转子磁极，在纸面中，将从ak相定子磁极45a的cw端部到转子磁极455的ccw端的角度设定为转子旋转角位置θr。
图45(b)是将配置于图45(a)的各槽的两个集中绕组组合形成全节距绕组的构成。45ab是abk相绕组，通入abk相电流iabk，45ba是bak相绕组，通入bak相电流ibak。两绕组的卷绕匝数为nwa/2。各电流的关系形成下式。
iabk＝iak-ibk(125)
ibak＝iak+ibk(126)
iak＝(iabk+ibak)/2(127)
ibk＝(-iabk+ibak)/2(128)
接着，对图45所示的绕组和磁通的关系进行说明。如图所示，将图45(a)的457和458串联连接的ak相绕组wak与ak相的磁通分量
另外，由于也经常使用图10所示的非线性区域，所以ak相电流iak和ak相磁通
但是，绕组电阻、各绕组的漏磁通繁杂且复杂，因此忽略。另外，应该为比例常数的电感根据电机的运转状态而发生较大变化，因此在本发明的说明中未使用。
图45(b)的45ab的abk相绕组wabk的电压vabk以及45ba的bak相绕组wbak的电压vbak形成下式。
其中，特别地，等式(131)表示在减少bk相电流ibk，而增加ak相电流iak的情况下，(-vbk)变为正的电压，阻碍iak的增加。同样地，表示在减少ak相电流iak，而增加bk相电流ibk的情况下，(vak)变为负的电压，阻碍ibk的增加。特别地，高速旋转中的转矩输出受到阻碍和限制。这样，全节距绕组虽然可能能够降低铜损，但是存在容易受到由其他相的磁通引起的电压影响的弊端。
在后面所示的图47、图51、图52的驱动电路中采用将图45(b)的45ab和45ba这两个全节距绕组串联连接，来通入相应相的电流的构成。该串联连接绕组的两端电压不受由其他相的磁通引起的电压影响。而且，通入串联连接绕组的电流分量选择性地对相应的定子磁极进行励磁，对其他相的定子磁极进行励磁的磁动势抵消变为零，不会对其他定子磁极产生电磁影响。
根据等式(131)、(132)，将图45(b)的45ab和45ba的两个全节距绕组串联连接的两端电压形成下式。
vabk+vbak＝vak(133)
-vabk+vbak＝vbk(134)
在增加ak相电流iak的情况下，以形成等式(133)的关系的方式进行驱动，在增加bk相电流ibk的情况下，以形成等式(134)的关系的方式进行驱动。
接着，图47示出了对图45(b)的电机进行驱动的驱动电路的示例。图47中的47s为驱动电路整体的控制电路，47r为直流电压源。晶体管471和474在等式(125)的abk相电流iabk为正值时向图45(b)和图47的abk相全节距绕组45ab通电。同样地，晶体管473和472在iabk为负值时通电。晶体管475向bak相全节距绕组45ba通入等式(126)的bak相电流ibak。二极管476、477、478、479、47a、47b向电源再生能量，或者通入飞轮电流。
接着，将对图45(b)的电机进行驱动的电流、磁通的示例在图48中示出，并进行说明。图48的驱动示例的条件为：极低速旋转；因此，能够忽略伴随电机的旋转的感应电压；忽略ak相和bk相的电流快速减少磁通也快速减少时刻的绕组电压；以及对转子在ak相和bk相的边界的位置处的动作进行理想模型化处理。另外，如上所述，也忽略绕组电阻和绕组的漏感。虽然极低速旋转，但图48的横轴是时间轴，并且配合其他说明性时序图的表示方式。其是转子向ccw旋转的动作，在纸面的最下部也示出了与转子旋转角位置θr的关系。图46的(a)、(b)、(c)、(d)表示图45(b)的转子向ccw旋转的情况下θr为67.5°、90°、100°和112.5°的状态。另外，如图46(b)所示，ak相的磁动势的方向是从纸面的下方到上方，bk相的磁动势的方向是从纸面的右方到左方。另外，该电机的动作周期是180°。
在转子旋转角位置θr为0°至90°期间，通入图48的ak相电流分量iak，其值为1.0。该期间的ak相磁通分量
图48的ak相电压分量vak为等式(129)，为图示的矩形波电压。bk相电压分量vbk为等式(130)，为图示的矩形波电压。但是，如上所述，忽略磁通
接着，图49示出在高速旋转时电流的大小也是磁饱和的电流值的2倍左右的大小的情况下的动作的示例以及此时的问题点。与图48相比，对转子旋转位置θr、电流值、磁通以及电压的关系进行稍微准确地处理。首先，关于电流值，例如，在图11的磁特性中，当将电机的连续通电电流ira视为磁饱和的2倍的电流值时，相当于向图45(b)的绕组通入图11的ira的电流。然而，这里，为了简化表示其特性的图49的图，并且简化电压、电流关系，将图11的111所示的磁特性进一步简化为图50的501。将通电电流的振幅设定为ira，并假设在磁电路中磁路狭窄的地方由于ira/2的电流磁通密度变为2.0[t]，发生磁饱和，来进行建模。即，这意味着向图45(b)的两绕组通入磁饱和的电流值的2倍的电流。在图49中，将电流值ira设定为1.0而示出。
图49是高速旋转中电流也较大的状态，因此增减电流的时间变得更长，时间不足。其中，对在转子旋转45°期间增减图45(b)的两绕组的电流的示例进行说明。图49的ak相电流分量iak在转子旋转角位置θr为-22.5°到22.5°的45°之间，从0增加到1.0。在θr为0°时，iak已经达到0.5，因此ak相磁通分量
同样地，图49的bk相电流分量ibk在67.5°至112.5°期间从0增加到1.0，在112.5°至157.5°期间为1.0为恒定值，在157.5°至202.5°期间从1.0减少到0。ibk变为比iak相位延迟90°的关系。bk相磁通分量
图49的abk相电流iabk为等式(125)，为梯形的交流波形。bak相电流ibak为等式(126)，为恒定值。
图49的ak相电压分量vak为等式(129)，在θr为0°至90°期间为1.0为恒定值。在90°至112.5°期间vak变为-4.0。bk相电压分量vbk为等式(130)，变为比vak相位延迟90°的关系。另外，由于电压仅增大图49的电压vak和vbk，所以将图48的刻度减半。
图49的abk相电压vabk为等式(131)，在θr为0°至22.5°期间为最大+2.5，在θr为90°至112.5°期间变为负的最大-2.5。在θr为22.5°至90°期间为0.5的恒定值，在θr为112.5°至180°期间为-0.5的恒定值。bak相电压vbak为等式(132)，在θr为0°至22.5°期间以及90°至112.5°期间变为-1.5，在其他区间为0.5。
图49的vabk在θr为0°至22.5°期间为最大+2.5，变为与其他区间的ccw方向驱动时的正向电压0.5的5倍的大电压。因此，在θr为0°至22.5°期间，难以增加bak相电流ibak。同样地，在θr为90°至112.5°期间，也难以负向增加bak相电流ibak。
在上述图49中，假定高速旋转时的电流示例iak、ibk，示出了计算的各电压波形。而且，图49示出了存在一些问题。第一问题是，如上所述，abk相电压vabk的电压在θr为0°至22.5°期间变为+2.5，无法增加ak相电流分量iak。另外，在90°至112.5°期间无法负向增加bak相电流ibak，为图46(b)至(c)、(d)的区间。在90°至112.5°期间，ak相磁通分量
另外，能够通过观察ak相和bk相的电压分量即(iak×vak)和(ibk×vbk)来理解图49的θr为90°至112.5°期间的能量传递。(ibk×vbk)在该期间为正，生成ccw的转矩。(iak×vak)在该期间为负，生成cw的转矩，向电源再生。
第二问题是，在上述假定的45°的区间宽度反转abk相电流iabk的正负值会产生ccw方向驱动时的正向电压0.5的5倍的2.5的电压，因此电流的增加时间、减少时间增加，且电压显著不足。第三问题是，在图49的θr为90°至112.5°期间，上述(iak×vak)为负，产生cw转矩分量，因此抵消并减少ccw转矩。
之前，作为本发明驱动电路的示例，示出了图47的构成。本发明驱动电路的目的在于，能够驱动全节距绕组或者环形绕组的电机以降低电机的槽内铜损，能够在高速旋转时输出高转矩，并且，能够以简单的构成实现低成本。而且，使用等式(133)、(134)的关系进行通电，其功能、动作不受其他相的磁通的影响，反之，也不会对其他相产生磁影响，自由地控制iak和ibk使其分别变为适当值，能够高速地将各绕组的能量向电源再生。
在图47的驱动电路的情况下，能够通过晶体管471、472、473、474改变abk相绕组45ab的电流iabk的电流方向。例如，在向两绕组通入bk相电流分量ibk而增加的情况下，使晶体管473和472处于导通的状态，将bak相绕组45ba串联连接来通电，从而变为等式(134)的状态，能够增加ibk而不受等式(132)的ak相磁通
同样地，对于ak相电流分量iak的通入，使晶体管471和474导通，处于等式(133)的状态而不受
接着，在图47中，对独立且自由地控制iak和ibk的方法进行说明。在等式(125)、(126)中，若考虑其绝对值，则ba相电流ibak始终较大。因此，能够选择iabk的通电方向，并且如果能够使ibak大于iabk，则能够独立且自由地控制iak和ibk。
其中，若假定对图47的各晶体管进行脉冲宽度调制的pwm控制的状态，并使晶体管191和472处于导通状态，则abk相绕组45ab的电流iabk变为飞轮状态，维持iabk的通电电流，如果使晶体管475也处于导通，则向bak相绕组45ba施加电源电压，能够仅增加bak相电流iabk。而且，能够独立且自由地增加iak和ibk。
接着，在图47中，对快速减少abk相绕组45ab的电流iabk和bak相绕组45ba的bak相电流ibak的方法进行说明。如果使图47的五个晶体管全部处于截止状态，则两电流能够经由再生用二极管并联地向电源再生。在通常时的从电源侧向绕组侧的电力供给中，向两绕组施加电源电压的一半的电压。与此相对，在两绕组并联地向电源再生的动作中，向两绕组施加通常时的2倍的负电压，能够进行快速再生。另外，在图47中，在一方的绕组的电流为飞轮状态，并且想要使另一方再生的情况下，使能够成为飞轮状态的晶体管处于导通状态，其他晶体管处于截止状态即可。这样，能够进行快速再生、自由再生。
特别地，在图47中，各再生用二极管的存在很重要。为了使两绕组的电流再生，需要将二极管47a的阳极连接到电源的负极，并且将阴极连接到bak相绕组45ba的上部47p的点上。另外，虽然这些再生用二极管很重要，但也可以用再生用晶体管代替其功能。不仅可以代替，还可以通过导通、截止的功能实现更高级、更自由的电源再生。但是，需要阻止施加到晶体管的反向电压，另外，由于变得复杂，所以成本负担增加。
实施例25
接着，图51示出了第四技术方案中的其他实施例。是对图45(b)的电机进行驱动的图51的驱动电路。将abk相全节距绕组45ab和bak相全节距绕组45ba串联连接，通过晶体管511和512通电。两绕组间的电压根据等式(133)不受bk相磁通
实施例26
接着，图45(c)和图52示出了第四技术方案中的其他实施例。图45(c)示出了将图45(b)的电机的abk相全节距绕组45ab分成了两个并联的全节距绕组45aba和45abb的电机。45aba和45abb的通电方向为图示的电流符号的方向，等式(125)的值为正时向45aba通电，为负时向45abb通电。45aba和45abb各自的绕组电阻值变为bak相全节距绕组45ba的2倍，槽内铜损增加。然而，由于能够将两绕组的电流方向设定为单向，所以能够简化驱动电路。另外，两绕组的卷绕匝数为nwa/2。
接着，图52示出了对图45(c)的电机进行驱动的电路。其为由三个晶体管构成的简单电路，在成本上是有利的。通过应用后面所示的转矩产生区域的扩大技术，也能够实现转矩的连续化。晶体管521向两个abk相全节距绕组45aba、45abb中的45aba通入等式(125)的值为正时的iabk的电流。晶体管523向两个abk相全节距绕组45aba、45abb中的45abb通入等式(125)的值为负时的(-iabk)的电流。
图52的晶体管522通入向bak相全节距绕组通入的等式(125)的电流ibak。三个晶体管521、522、523无法单独地通入电流，因此始终相互连动地通电。图52的绕组45aba和45ba的两端电压形成等式(133)，是ak相电压vak。不受bk相磁通、电压的影响。因此，ak相电流分量iak的通入容易。绕组45abb和45ba的两端电压形成等式(134)，是bk相电压vbk。不受ak相磁通、电压的影响。因此，bk相电流分量iak的通入容易。
然而，上述电流的说明可能不充分。根据等式(125)、(126)，ibak为大于或等于iabk的绝对值的值。因此，在上述说明中，在同时通入iak和ibk的情况下，产生图52的ba相绕组45ba中流动的电流不足的问题。作为解决该问题的方法，从iak与ibk的和中减去差的绝对值求出iabs，将iabs的一半即iabs/2叠加并通入绕组45aba和45abb即可。
iabs＝(iak+ibk)-|(iak-ibk)|(135)
ibak＝iaba+iabb(136)
另外，此时，绕组45aba和45abb配置在同一槽内，绕组45aba的电流和45abb的电流中流动的电流分量的通电方向相反，所以这些施加到槽的外部的电磁磁动势被抵消，不会产生影响。
例如，对在等式(125)、(126)中iak为3、ibk为4的情况进行说明。iabk为-1，ibak为7。iabs＝(3+4)-1＝6。由于等式(125)的值iabk为负，所以应向图52的绕组45aba通入的电流iaba形成iaba＝0+6/2。由于等式(125)的值iabk为负的-1，所以应向绕组45abb通入的电流iabb形成iabb＝1+6/2＝4。
而且，在图52的ba相绕组45ba中流动的电流为ibak＝iaba+iabb＝3+4＝7，与等式(126)的值一致。另外，上述通电方法，等式(135)、(136)的通电方法也可以独立且自由地控制等式(125)、(126)的电流分量即iak和ibk。
在停止或者低速旋转时，通常分别单独地通入等式(125)、(126)的iak和ibk的分量。然而，在高速旋转时，电流的减少、增加所需的时间的比率增加，因此同时通入上述iak和ibk的时间比率增加。而且，高速旋转时的高转矩输出需要等式(133)、(134)那样的相互干扰较少、iak和ibk的独立且自由的控制。
图52的524、525、527、52a为用于向电源再生的二极管。52b、52c、526为晶体管的反向电压保护二极管。528、529为用于阻止反向导通的二极管。abk相绕组45aba和45abb的互感较大。
接着，对在图45(c)的电机和图52的驱动电路中，再生向ccw方向旋转时通入的电流，并且增加下一个相的电流分量的动作进行说明。首先，假定转子旋转角位置θr为图46(a)的67.5°，且按照图49的时序图的波形通入等式(125)、(126)的iak分量的状态。在该时刻，ibk分量为0，如图46(a)的箭头所示，磁通从ak/相定子磁极45a/向ak相定子磁极45a通过，产生ccw的转矩。通过图52的晶体管521和522向绕组45aba和45abb通入iak分量。但是，这里，需要将图46的绕组45ab替换成图45(c)所示的45aba和45abb来进行考虑。
在图46(a)的θr＝67.5°的时刻，存在向绕组45ba和45aba通入的iak的磁能
从图46(a)的θr＝67.5°到(b)的θr＝90°，减少两绕组的上述ak相电流分量iak来将上述磁能向电源再生。图46(a)至(c)中的在纸面上从下方朝向上方的ak相磁通
在上述图46(a)的θr＝67.5°时减少电流分量iak的动作中，通过将图52的晶体管521和522截止，经由二极管524和525通入iak来进行电源再生。将电源电压设定为vdc，vs×iak的电力prga向电源再生。
prga＝vdc×iak(138)
另一方面，从θr＝90°到180°，bk相定子磁极45b和45b/中产生转矩，因此需要通入bk相电流ibk。在图46(b)之前，即，例如从θr＝80°开始ibk的通入并增加。为此，使图52的晶体管523和522导通，向绕组45abb和绕组45ba通入ibk。同时，上述ak相电流分量iak处于再生中，晶体管521处于截止状态，晶体管522根据bak相电流ibak的大小反复导通、截止。在此期间，与晶体管522的导通、截止无关，ak相电流分量iak的等式(137)的磁能向电源或者bk相方向的磁能转换，并从ak相侧放出。
另外，此时，从图45(c)的绕组配置可知，该bk相电流分量ibk不受ak相磁通
在上述电流的切换动作中，ak相电流iak的减少延迟，并且在θr＝90°之后偏移的电流相对于ccw变为负转矩。同样地，在θr＝90°之前通入的bk相电流分量ibk也相对于ccw变为负转矩。因此，不仅需要增大ccw的正转矩分量，还需要尽量减小负转矩分量，以实现总转矩的增加。为此，如上所述，两电流的快速增减在转矩产生上是优选的。另外，图49的虚线所示的电流的通电方法不仅限于图52，在图47等中也是同样的。另外，如图11所示，当然，当电流变大时变为磁非线性区域。因此，在转矩较大、电流较大的区域中为非线性，伴随励磁电流的增加的磁通的增加率变小。而且，在该非线性区域中，其动作区域中的小振幅电感变小，电流的增减变快。
实施例27
接着，图53(b)示出了第四技术方案中的其他实施例。图53(b)是定子磁极为四个，各定子磁极中缠绕全节距绕组，且软磁体凸极形的转子磁极为六个的电机。535是转子，各转子磁极的圆周方向宽度使六个磁极和磁极之间的空间部均等为30°。定子磁极的圆周方向宽度也同样是30°。在图53(b)的构成中，圆周方向宽度与图45(b)的定子磁极相比减小到1/3。转子磁极的数量变为3倍的六个，圆周方向宽度减小到1/3。其结果是，图53(b)的电机的驱动频率与图45(b)相比变为3倍。然而，在功能上类似，各定子磁极名称、各绕组名称相同。另外，各相的电流名称、电压名称、磁通名称也相同。
图53(b)的电机的绕组的电压、电流、磁通的关系与示出图45(b)的电机的状态的等式(125)至(134)相同。电机的驱动动作也是同样的。
能够通过图47、图51的驱动电路进行驱动。
由于图45(b)的电机构成的槽截面积较小，且绕组空间不足，所以存在绕组容易变细，且铜损容易变大的问题。图53(b)的电机的槽截面积与图45(b)相比扩大到3倍左右的大小，因此能够大大降低铜损。但是，旋转驱动时的驱动频率增加到3倍，铁损增加。另外，从齿的齿尖到根部，存在能够使其厚度足够大的空间的富余，能够减小平均的磁通密度。
另外，图45(d)是转子磁极的数量为三个的示例。4553是转子。定子磁极的配置倾斜，但能够以与图45(b)的电机相同的方式旋转。45a3是ak相定子磁极，45a/3是ak/相定子磁极，45b3是bk相定子磁极，45b/3是bk/相定子磁极，45ab3是abk相绕组，通入abk相电流iabk，45ba3是bak相绕组，通入bak相电流ibak。转子磁极的圆周方向宽度为60°，定子磁极的圆周方向宽度也为60°。相对于图45(b)的动作，虽然图45(d)的动作中转子磁极的数量为三个，但以与转子磁极的数量为两个的情况相同的方式动作。驱动频率增加到3/2。
在图45(d)中，能够缩小各齿的宽度，因此能够增大槽截面积，并且能够降低铜损。如果将电机设定为2极对、4极对，则槽形状的变形变得比较容易。另外，为了确保绕组空间，通常对齿的形状进行变形。此外，也可以进行其他各种变形，例如，也可以将bk/相定子磁极45b/3的实线部分成虚线所示的45b/31和45b/32来配置。能够扩大插入绕组45ab3一侧的槽的截面积。由于是全节距绕组，所以在模型化的解释中，在电磁上是等价的。
另外，图53(c)示出了将图53(b)的abk相绕组45ab分成45aba和45abb两个全节距绕组的示例。这与将图45(b)的abk相绕组45ab分成45aba和45abb变形成图45(c)的电机的情况相同。图53(c)的电机能够与图45(c)的电机同样地通过图52的电路进行驱动。电机铜损较小，能够通过三个晶体管的简单构成进行驱动。如上所示，图45(b)的电机可以进行各种变形，例如，图45的其他电机、图53的各电机等。另外，也可以与后面描述的其他技术组合，以实现高功能化、高性能化。
实施例28
接着，图54(b)示出了第四技术方案中的其他实施例。在图54(b)中，将图53所示的软磁体转子替换为使用了546的永磁体的转子。该转子546的磁极为十极，磁极的圆周方向宽度为36°。定子磁极的圆周方向宽度也配合为30°。转子磁极的圆周方向周期rhb4为72°。另外，虽然在软磁体转子的情况下与磁通的方向无关，但图54(b)的转子546是永磁体转子磁极，因此确定了n极、s极的磁通的方向。因此，需要将图54(b)的bk相定子磁极45b和bk/相定子磁极45b/的圆周方向位置相对于ak相定子磁极45a配置于特定关系的位置。bk相定子磁极45b相对于ak相定子磁极45a的圆周方向位置为转子磁极宽度(rhb4/2)的奇数倍的位置，在图54(b)中将45b配置于ccw的36°×3＝108°的位置。
另外，45a和45b的圆周方向的缝隙是转子磁极宽度的2倍，是n极和s极两极进入的宽度。因此，可以将漏磁通吸收单元547、548配置在这些槽的开口部中，以吸收转子产生的漏磁通并在其内部使其短路。在转子的漏磁通有害的情况下，能够有效地利用。另外，虽然也取决于该磁性体的漏磁通吸收单元的特性，但如图54(a)所示，也可以磁连接于定子的后轭部。在机械保持、可制造性方面也是有用的。
图54(b)的电机能够与图45(c)的电机同样地通过图52的电路进行驱动。由于使用永磁体，所以励磁电流的负担较小，并且由于槽截面积较大，所以可以减小绕组电阻，能够改善电机效率。另外，驱动电路也能够通过三个晶体管进行驱动，因此简单。能够实现小型、低成本的电机系统。
另外，在图54(b)的电机中，如果将定子设定为图45(b)的绕组构成，则也能够通过图47或图51的电路来进行驱动。
接着，图54(d)示出了第四技术方案中的其他实施例。为使用了547的永磁体的六极转子，转子磁极的圆周方向宽度为60°。定子磁极的圆周方向宽度也配合为60°。转子磁极的圆周方向周期为120°。在这方面，图45(d)为软磁体磁极，与圆周方向周期120°相同。而且，转子547具有永磁体的n极和s极的极性，因此各相的定子磁极的配置变为图54(d)那样。即，与图54(d)的配置限制相同，bk相定子磁极45b的圆周方向位置相对于ak相定子磁极45a为转子磁极宽度(rhb4/2)的奇数倍的位置。ak/相定子磁极45a/的圆周方向位置相对于45a为(rhb4/2)的奇数倍的位置。bk/相定子磁极45b/的圆周方向位置相对于45b为(rhb4/2)的奇数倍的位置。
如上所述，图54(d)的电机能够通过图47或图51的电路进行驱动。另外，在图47的驱动电路中，在向ab相绕组45ab通入大电流的情况下，也可以增加虚线所示的晶体管47k。在其他驱动电路中也是同样的。另外，如果将图54(d)的绕组变更为图54(b)那样，则能够与图45(c)的电机同样地通过图52的电路进行驱动。而且，可以独立地驱动控制ak相和bk相，因此也可以连续输出后面所示的ccw转矩。另外，也可以选择转子的磁极数。
以上，对第四技术方案进行了说明。电机、驱动电路都是简单的构成，可以实现低成本化。电机的绕组的利用率较高，可以实现高效化。关于a相和b相的磁通相互干扰的问题，以及电压变得过大的问题，示出了将两个全节距绕组串联连接来降低过大电压的方法。另外，存在难以在a相和b相的磁极边界产生转矩的问题。然而，通过a相和b相的独立控制，并且应用后面所示的转矩产生区域的扩大技术，虽然为单向转矩，但也能够实现转矩的连续化。另外，在后面叙述，也可以与使用永磁体来对齿的磁特性进行反向偏置的技术，以及为了减轻电机的励磁负担而将永磁体配置在定子内的技术等结合来使用。另外，图45、图53所示的电机可以进行各种变形。例如，全节距绕组可以替换成环形绕组。能够选择转子的磁极数。也可以将电机的极对数设定为2以上。如图18所示，也可以在电机的内外径上复合成两个电机，也可以实现绕组的简化。也可以在转子轴的方向上复合电机。
实施例29
接着，图53(a)示出了第五技术方案的实施例。457是缠绕于ak相定子磁极45a的集中绕组，458是缠绕于ak/相定子磁极45a/的集中绕组，向将两绕组串联连接的ak相绕组wak通入ak相电流iak。两绕组的卷绕匝数为nwa。同样地，459是缠绕于bk相定子磁极45b的集中绕组，45e是缠绕于bk/相定子磁极45b/的集中绕组，向将两绕组串联连接的bk相绕组wbk通入bk相电流ibk。两绕组的卷绕匝数为nwa。图53(a)的电机的除绕组以外的构成与之前说明的图53(b)的电机相同。转子535具有六个转子磁极，转子磁极和定子磁极的圆周方向宽度为30°，转子磁极周期为60°。
另外，对第四、第五技术方案涉及的转子磁极的圆周方向周期进行说明。在将软磁体的转子磁极的数量设定为rn5个的情况下，转子磁极的圆周方向周期rhb5为(360°/rn5)。而且，在将使用了永磁体的n极和s极的转子磁极的数量设定为rn5个的情况下，转子磁极的圆周方向周期rhb5为(360°/(rn5/2))＝(180°/rn5)。即，例如，在图53(c)的六个转子磁极中，转子磁极的圆周方向周期为60°，图54(a)中，转子磁极数量为十二个，但n极和s极成对，因此转子磁极的圆周方向周期为60°。
而且，在转子磁极为软磁体的情况下，a相定子磁极主要与转子的软磁体对置时，b相定子磁极主要与转子的空隙部对置。在转子磁极为永磁体的情况下，a相定子磁极主要与n极转子磁极对置时，b相定子磁极主要与s极转子磁极对置。a相磁通分量
另外，在图45、图53、图54等的电机的情况下，从简单模型化方面来看，在定子磁极的圆周方向宽度和转子磁极的圆周方向宽度为(rhb5/2)时平均转矩变大。然而，转子磁极宽度和定子磁极宽度并不限定于该值，可以添加各种设计。例如，第四、第五技术方案的电机需要使从停止状态的启动和旋转连续化而运转，如后面所示，需要定子磁极、转子磁极的圆周方向宽度的设计、形状的设计或者转子内部的磁阻的设计等。
接着，图53(a)的电机的特性定性地与图45(a)的特性相同。但是，由于转子磁极的数量从两个变为六个，所以相对于转子旋转角的电流通电的动作快至3倍，频率变为3倍。将通过上述ak相绕组wak的ak相磁通设定为
在图53(a)的电机的驱动中，由于上述ak相绕组wak和上述bk相绕组wbk为集中绕组，所以能够使用图5的三组驱动电路中的两组驱动电路来进行驱动。极低速旋转中的ak相电流iak、ak相电压vak相当于图48的iak、vak。bk相电流ibk、bk相电压vbk相当于图48的ibk、vbk。但是，需要将转子旋转角θr的刻度从360°改为120°，其他角度也需要缩小至1/3。
在使图53(a)的电机以一定的高速向ccw产生转矩而旋转的情况下，例如，变为图55。图55的示例中的驱动条件与上述图49和图50的示例相同，由磁饱和电流值的2倍左右大小的电流ira进行驱动。如图50那样设定为将磁特性简化的模型，在图55中，假定在电流iak、ibk为0至0.5期间，磁通密度根据电流值的大小而变化，而在0.5至1期间，即使电流值变化磁通密度也不变。使用磁非线性的区域来进行驱动。转矩的值也取决于电机的大小，但是，例如，为图12的ira等，与最大电流imax相比为大约1/3的区域。
如图55所示，ak相电流分量iak在转子旋转角位置θr为-3.75°到3.75°的7.5°之间，从0增加到1.0。从图53(a)可以看出，在θr为0°的附近，ak相定子磁极45a和转子磁极对置的面积较小，并且绕组电感较小，因此增加了电流增加的比例。在3.75°到18.75°的15°之间，iak＝1为恒定值，从18.75°开始减少电流。由于假设在iak为0.5以上的值时磁饱和，所以此期间的电流减少是容易的。也可以说该区域的小振幅电感较小。因此，在θr为18.75°至22.5°期间，增大将iak从1.0电流减少到0.5的比例，使其与电流增加的比例相同。在θr为22.5°至33.75°期间，由于iak的减少磁通
图55中此时的ak相磁通为
图55的ak相电压vak即使是磁非线性的，也由等式(139)表示，因此大致形成图示那样的vak的波形。但是，忽略绕组电阻、漏磁通。特别地，在θr为22.5°至33.75°期间，与磁通增加的0°至22.5°相比，磁通变化率为2倍，因此与正的电压部分相比，负的电压部分的振幅变为2倍。bk相电压vbk由等式(140)表示，且比vak相位延迟30°，波形的形状相同。由此，存在图53(a)的电机的磁能的再生时间、再生电压的负担较大的问题。例如，在该情况下，如果再生电压与电源电压1.0相等，则θr为0°至22.5°期间的动力运行时的电压为0.5，动力运行时只能利用电源电压的一半。与动力运行时的电压为1.0的情况相比，必须通入2倍的电流。而且，变为驱动电路的晶体管的电流容量变大的问题。
即，根据等式(139)、(140)的关系，如果缩短再生时间，则再生电压变大，电源电压无法有效地用于转矩产生。另一方面，如果减小再生电压，则再生时间边长，ak相、bk相分别产生转矩的区间的电流值受到限制，并且转矩受到限制。这样，再生时间和绕组电压形成此消彼长的关系。
接着，图56示出了减轻再生时间和再生电压的负担的问题的通电方法的一个示例。ak相电流分量iak在转子旋转角位置θr为-3.75°到3.75°的7.5°之间，从0.5增加到1.5。在3.75°到26.25°的22.5°之间，iak＝1.5为恒定值。在26.25°到33.75°期间，将iak从1.5减少到0.5。在此期间，由于电流值为0.5以上，并且是作为图50的磁饱和区域的前提条件，所以不存在由电流减少引起的磁通变化、以及磁通变化，因此能够高速减少iak。在θr为33.75°到56.25°期间，iak＝0.5为恒定值。以下，重复同样的动作。图56的bk相电流ibk比iak相位延迟30°，波形的形状相同。
在图56中，始终向ak相电流iak和bk相电流ibk通入0.5的电流分量，消除由电流的增减引起的磁通的变化。其结果是，ak相磁通
而且，根据等式(139)，图56的ak相电压vak形成矩形的波形。根据等式(140)，bk相电压vbk比vak相位延迟30°，波形的形状相同。根据以上的结果，在图56中能够减少图55的ak相电压vak、bk相电压vbk中成为问题的、磁能再生时的电压变大为1.0的问题，以及用于再生磁能的时间等于15°的角度宽度，而需要增加时间的问题。在图56的方法中，进一步地，即使增加ak相电流iak和bk相电流ibk的最大电流值，在图50的磁饱和的前提条件下，ak相电压vak和bk相电压vbk也不会增加，能够减少图55的问题。
在图56的方法中，相当于0.5电流的ak相和bk相的转矩反方向作用，并抵消。这与在以往的永磁同步电机中，永磁体转子的n极和s极对各定子磁极产生局部的引力，并且总体上这些引力的圆周方向分量，即转矩抵消的状态相同。其中，在图56的示例中，只使用0.5的电源电压，修正电源电压以使用1.0的电源电压，以能够有效地利用比图55的情况更有效地利用直流电源的晶体管。但是，在图56的状态下，多余地通入ak相电流iak和bk相电流ibk的0.5的电流分量，因此晶体管的电流增加，绕组的铜损也会增加。另外，也可以通过图55和图56的中间的方法进行控制，或者根据电机的驱动状态区分使用优点和缺点。另外，在后面示出缩短将上述磁能向直流电源再生的时间的其他方法。
实施例30
接着，对第五技术方案中的其他实施例进行说明。图54(a)所示的电机为使用了永磁体的转子545的构成。将n极和s极在圆周方向上交替配置，在十二极的构成中，转子磁极宽度为30°，转子磁极周期为60°。在转子磁极周期方面，图54(a)和图53(a)相等，图54(a)中也是将图53(a)的软磁体转子变更为了永磁体转子。在永磁体转子的情况下，在定子磁极与转子磁极之间，存在与上述图54(d)的情况相同的限制。在图54(a)中，相对于ak相定子磁极45a，bk相定子磁极45b配置于ccw方向的90°的位置，ak/相定子磁极45a/配置于ccw方向的150°的位置，bk/相定子磁极45b/配置于ccw方向的240°的位置。
另外，图54(a)的电机为向各定子磁极缠绕集中绕组的构成，因此也能够增加如541、542、543、544所示的、吸收永磁体的漏磁通并通过定子的后轭的单元。
另外，图54(c)的电机是将549转子的永磁体的磁极设定为十极的构成。转子磁极宽度、定子磁极宽度为36°。在于图54(a)的情况相同的限制下，相对于ak相定子磁极45a，bk相定子磁极45b配置于ccw方向的108°的位置，ak/相定子磁极45a/配置于ccw方向的180°的位置，bk/相定子磁极45b/配置于ccw方向的288°的位置。另外，图54(b)与图54(c)的定子磁极配置相同。
图57示出了使图54(c)以恒定旋转速度向ccw旋转，输出恒定转矩的示例。另外，还一并记载了图54(b)、(d)的全节距绕组的电流、电压。在图57中，将电机特性作为简单模型来处理，并且示出了基本特性。其中，将绕组电感设定为0，另外，磁通分布不会根据电流值而变化。ak相电流iak、bk相电流ibk是矩形波形的电流的示例。ak相绕组wak的交链磁通即ak相磁通
与图53(a)的电机同样地，图54(a)、(c)的电机驱动也能够使用图5的三组驱动电路中的两组驱动电路来进行驱动。另外，在永磁体的相对磁导率近似1的情况下，由于两绕组的电感较小，所以旋转时从电机侧向电源侧再生的磁能较小，因此能够简化驱动电路。另外，可以独立地驱动控制ak相和bk相，因此也可以连续输出后面所示的ccw转矩。
以上，对第五技术方案进行了说明。
与图45(a)等的电机相比，槽截面积较大，有望降低绕组电阻和铜损。电机、驱动电路都是简单的构成，可以实现低成本化。另外，虽然存在出现在磁极边界部分难以产生转矩的地方的问题，但通过应用后面所示的转矩产生区域的扩大技术，能够实现连续地输出ccw单向转矩。另外，在图53(a)的软磁体转子磁极的情况下，在后面叙述，也可以与使用永磁体来对齿的磁特性进行反向偏置的技术，以及为了减轻电机的励磁负担而将永磁体配置在定子内的技术等结合来使用。另外，为了减轻由磁能向直流电源的再生引起的电压负担，可以通过始终通入各相的励磁电流分量来减小电压负担，将在后面进行说明。另外，也可以通过缩短磁能向直流电源的再生时间来增大转矩。
另外，如图45、图53、图54所示，电机可以进行各种变形。可以改变转子磁极的数量。电机的极对数也可以设定为2以上。也可以增加图54(a)所示的漏磁通吸收单元，使漏磁通通过磁旁路通过定子后轭。能够减少由漏磁通引起的转矩脉动产生的问题，以及由漏磁通引起的涡流损失增加的问题。
实施例31
接着，图58的电机的横向剖视图示出了第六技术方案的实施例。虽然与上述说明重复，但在图83所示的以往电机中，用于配置绕组的空间不充分，且其利用率也较低，所以存在输出大转矩时铜损变大的问题。在本发明的图2的电机和图6的驱动电路中，能够降低由全节距绕组引起的槽内的铜损，并且能够使驱动电路小型化。然而，期望进一步降低铜损。另外，图83、图1、图2的电机在通入大电流来产生大转矩时，如图13的特性所示，存在齿的磁饱和的问题，并且转矩趋于减小。在转子磁极接近以与定子磁极对置时，即，例如，在图13的转子旋转角θr从0°到15°左右时，两磁极的对置部分的磁通密度变高，但齿的中央部等的磁通密度仍然较低，能够产生大转矩。然而，当θr接近30°时，两磁极的齿逐渐朝向磁饱和，并且产生转矩减小。另外，转矩为作用于转子半径和转子磁极前端部的圆周方向的力的乘积，简单地说，转子半径较大是有利的。然而，图83、图1、图2等的电机中，定子磁极附近用于配置绕组等的空间不足，因此存在定子磁极的齿的径向长度容易变大，而转矩减小的问题。在第六技术方案中，减少了这些问题，并且进行电机的高转矩以及损失的降低。
在图58的电机中，定子磁极的数量为六个，缠绕三个全节距绕组。在这一点上，与图1的电机相同。图58的定子磁极的圆周方向宽度由定子与转子之间的气隙部的角度宽度来表示，为图58(c)所示的θst，为15°。定子磁极的圆周方向周期为60°，定子磁极之间的槽的开口部为45°，与图1相比，槽截面积扩大到约1.5倍，能够降低铜损。另一方面，图58的转子磁极的数量为八个，转子磁极的圆周方向宽度为图58(c)所示的θrt，为22.5°。是转子磁极的圆周方向周期为45°，转子磁极之间的空间的开口部为22.5°的示例。
而且，定子磁极与转子对置的表面的圆周方向宽度为15°，但是构成为扩大齿的中间部的厚度、近似定子后轭的齿的根部的厚度，使得磁阻不会因磁饱和而增大。这在图58的电机中是可能的，如图所示，由于用于配置绕组的槽截面积变大，所以用于配置定子磁极的空间也有富余。另外，在齿的磁特性中，通过将根部的齿宽相对于齿尖扩大10％以上，能够期待磁阻的降低。例如，如果在定子磁极的前端的磁通密度为2.0[t]时根部扩大20％，则变为1.6[t]，接近电磁钢板的相对磁导率较大的线性区域。具有提高平均转矩的效果。在这一点上，图83的以往电机、图1的电机所示的齿形为方形。另外，对于图58的转子磁极的齿的形状，由于转子的齿比定子的齿厚，难以磁饱和，因此采用方形。
通过图58的定子磁极的磁通的大小在模型上与图1的电机相比为1/2。因此，能够将定子的后轭的径向厚度减小至1/2。相应地，能够增大转子直径，并且能够增加产生转矩。另外，如图58所示，定子的槽截面积大，绕组空间变大，因此能够缩短定子磁极的径向上的齿的长度，并且能够增大转子直径。槽截面积缩小，铜损增加，但是在一定程度上能够通过转子直径的增加来抵消铜损的增加。其结果是，与图1的电机转矩相比，图58的电机的转矩能够增加。另外，铜作为导电材料价格昂贵，一种想法是在抑制铜用量增加的同时增加转矩。反之，能够扩大绕组空间，因此也可以使用铝导线作为导电材料，可以实现电机的轻量化。
为了如图58那样使槽截面积相对变大，进行一定程度的大转矩的输出，并且获得旋转的连续转矩，需要采用如下那样的电机构成。需要构成为转子磁极的数量rn大于定子磁极的数量sn，并且能够使槽截面积相对变大。相反地，为了产生大转矩，为了减小漏磁通的影响和各齿的磁饱和，需要将rn设定为sn的3倍以下。
图58(c)所示的转子磁极的圆周方向宽度θrt具有根据定子磁极数量sn、转子磁极数量rn、电磁引力，即转矩特性的容许范围。在转子的整圆周上能够产生转矩的θrt的最小值为720°/(sn×rn)。θrt的最大值为(360°/rn-720°/(sn×rn))。图58(c)所示的定子磁极的圆周方向宽度θst也同样具有容许范围。在转子的整圆周上能够产生转矩的θst的最小值为720°/(sn×rn)。θst的最大值为(360°/rn-720°/(sn×rn))。
若将定子磁极的圆周方向宽度θrt和定子磁极的圆周方向宽度θst设定为(180°/rn)，则在对电机进行简单建模的简单计算中，转矩平均值为最大。
若考虑各定子磁极的转矩产生周期、定子磁极和转子磁极周围的漏磁通时，则优选地，θrt和θst为(180°/rn)以下。另外，出于扩大槽截面积来降低铜损的目的，优选地，使θst小于θrt。另外，如上所述，电机的输出特性涉及的电机形状、电机控制方法与扩大槽截面积以降低焦耳热即铜损，特别地，降低定子磁极的齿的磁饱和，以及通过降低后轭的径向厚度等来扩大转子直径来增大转矩等有关。
而且，如后面叙述，与通过电机结构和电机控制方法创造将电机内的磁能向电源再生的时间从而降低再生电压，以及降低转矩的减少作用有关。需要兼顾铜损的降低。进一步地，上述再生时间的确保和再生电压的降低与作用于定子磁极和转子磁极的电磁引力的时间变化有关，通过减少电机各部的变形、振动，能够减少电机的电磁噪声。
接着，将确保上述磁能的再生时间以及降低再生时的绕组电压的方法在图58的电机和图59的时序图中示出，并进行说明。在该方法中，在动力运行和动力再生时，都需要兼顾再生时间的确保和铜损的降低。在第六技术方案的构成中，这种兼顾是容易的。而且，再生时的绕组电压的降低与图6等驱动电路的晶体管的耐电压有关，因此与驱动电路的小型化有很大关系。另外，在图83、图1、图2、图14的电机等中，当电力运行时转速变大时，伴随转矩产生所需的励磁电流的磁能的再生时间不足，期望确保其再生时间。当该磁能的再生时间变短时，再生时的负电压与再生时间成反比例地变大。另外，与磁能的再生有关，动力运行转矩减少，并且脉动转矩增加。
图58的581是al相定子磁极，582是al/相定子磁极。583是bl相定子磁极，584是bl/相定子磁极。585是cl相定子磁极，586是cl/相定子磁极。58a是abl相的全节距绕组，通入abl相电流iabl，abl相电压为vabl。58b是bcl相的全节距绕组，通入bcl相电流ibcl，bcl相电压为vbcl。58c是cal相的全节距绕组，通入cal相电流ical，cal相电压为vcal。这些各卷绕匝数与图1的电机相同，为nwa/2。从al/相定子磁极582向al相定子磁极581通过的磁通为al相磁通
图58的定子磁极的配置、全节距绕组的配置与图1的电机相同。图58的这些各相电流、各相电压、各相磁通等各变量的关系等式除了各变量的末尾的l之外，与等式(1)至(36)相同。但是，由于电机结构不同，所以当然控制时的电流值等的数值也不同。另外，电机的各名称、各变量的末尾的l表示电机模型。
关于图1的转子的旋转位置，如图58(b)所示，将al相的定子磁极581的顺时针旋转方向端的旋转位置定义为转子的起点。如图所示，转子旋转角位置θr是从该起点到转子磁极587的ccw方向端部的旋转角。图58(a)、(b)、(c)、(d)示出了在相同的电机中，转子旋转角位置θr分别为-5°、5°、15°和22.5°时向ccw旋转的状态。另外，在这些各图中，相同的部分省略符号显示。
接着，关于图58的动作的示例，电流、电压的示例，在图58(a)、(b)、(c)、(d)和图59的时序图中示出，并进行说明。但是，磁阻电机利用磁非线性的区域，因此，如图11所示，电流和磁通的关系为非线性且复杂。磁通和电压的关系在等式(9)等的物理等式中是准确的，但电流和电压的关系为非线性。在该意义上，图59的时序图所示的电流和电压的图是简化了软磁体的电磁特性的特性的示例，并不准确。另外，忽略定子磁极和转子磁极对置部分以外的漏磁通来进行简化。即使这样，图59中的各波形示出了图58中的电机的定性特性。
现在，对图58的电机一边产生ccw的转矩一边以一定高速的恒定转速向ccw旋转的动作的示例进行说明。特别地，考虑到作用于al相定子磁极581和转子磁极587，以及作用于al/相定子磁极582和转子磁极588的电流、电压、磁通，将其结果扩展到其他相。另外，关于图1的电机的动作，如图14的时序图所示，首先考虑将缠绕于al相定子磁极581的集中绕组和缠绕于al/相定子磁极582的集中绕组串联连接的虚拟的al相集中绕组wal、al相电流ial、al相电流val。同样地，考虑bl相的wbl、ibl、vbl，以及cl相的wcl、icl、vcl。然后，根据虚拟的集中绕组的电流、电压求出全节距绕组的电流、电压。集中绕组wal、wbl、wcl的卷绕匝数为nwa。
图58(a)是转子旋转角位置θr＝-5°，且转子磁极587接近al相定子磁极581的位置，如图59的时序图所示，开始通入al相电流ial。在图59的时序图中，横轴为时间t，在最下部示出了时间与转子旋转角位置θr的关系。在电机模型中，想要在θr＝0°时在al相定子磁极581与转子磁极587之间产生ccw转矩，因此在θr为-5°到0°期间将al相电流ial从0增加到规定电流值1.0。
在图58(b)中，θr＝5°，al相定子磁极581与转子磁极587之间产生ccw转矩。在θr为0°到图58(c)的θr＝15°期间，如图所示，定子磁极581与转子磁极587对置的面积由于ccw旋转而增加，因此通过引力产生al相的转矩。
在从图58(c)的θr＝15°到图58(c)的θr＝22.5°期间，如图所示，定子磁极581与转子磁极587对置的面积为恒定值，因此al相定子磁极581不产生转矩。如图59的实线所示，在此期间，将al相电流ial从1.0减少到0。这样，如图59所示，al相电流ial以45°周期通电。而且，bl相电流ibl变为比al相电流ial相位延迟了30°的电流。cl相电流icl变为比al相电流ial相位延迟了15°的电流。将这些波形示于图59中。另外，以图59的al相为基准bl相和cl相的相位关系与示出了图1的电机的特性的图14相比为相反的关系。其原因是由于图58的转子磁极的数量增加到八个而导致的电机构成的几何原因。
al相电压val具有等式(9)的关系，形成图59的val的实线所示的波形形状。在图58(a)的θr为-5°至0°期间，al相电流ial增加，但al相定子磁极581和转子磁极587尚未对置，若忽略周围的漏磁通，则al相磁通
以上，求出并说明了图58中的虚拟的集中绕组的电流、电压的示例。图58的abl相全节距绕组58a的abl相电流iabl和abl相电压vabl具有等式(1)、(27)的关系，形成图59的iabl和vabl的波形。同样地，bcl相具有等式(2)、(29)的关系，形成图59的ibcl和vbcl的波形。
cal相具有等式(3)、(31)的关系，形成图59的ical和vcal的波形。
图58的各绕组的各电流能够由图7、图8、图9等的驱动电路来进行驱动。另外，能够如变形成图2的绕组那样将图1的各绕组设定为并联绕组，或者如图15所示变形成2极对的电机，并通过图6的电路来进行驱动。
在图58的构成中，如上所述，确保了增加电流的时间tinc、产生转矩的时间tt、以及减少电流的时间tdec。其结果是，在能够产生转矩的θr为0°到15°的旋转范围内能够控制电机而不减少电流。而且，在θr为15°到22.5°的减少电流的旋转范围内，定子磁极581与转子磁极587对置的面积不发生变化，因此电流减少，在al相磁通
关于电压的大小，相对于图59的val的值在动力运行时为1.0，磁能再生时的负电压变为-2.0。该-2.0的值与θr为0°到15°的动力运行时的电压1.0相比，其绝对值并不小。期望降低该负电压。另外，根据法拉第电磁感应定律，图59的al相电压val等在图中的正的电压部分的面积和负的电压部分的面积相等，因此上述负电压的减少的负担较大。另外，一种缩短上述电流减少时间tdec的方法是增大直流电源电压。
其中，当考虑图58的电机和图59的时序图的特性时，形成设置了减少电流的时间tdec的构成，电流减少的相位在时间上位于后侧。可以更自由地选择并控制时刻。即，能够更自由地选择并控制负的电压部分的相位。而且，当与上述图1的电机及其时序图14相比时，再生时的负电压的大小没有很大差别，但再生时的负电压的相位有很大不同。另外，图58的转子磁极数为八个，图1的转子磁极数为四个，因此需要将图59和图14的转子旋转角θr方向的周期换算为45°和90°。
在图14的ab相的全节距绕组的ab相电流iab增加的时间内，且转子旋转角位置θr为-7.5°到0°期间，ab相电压vab变为反方向感应电压大于1.5的大电压，变为难以通入、增加ab相电流iab的状态。其原因在于，向ab相全节距绕组叠加等式(27)所示的c相电压vc对直流电源的再生动作、电压。由于所有相的磁通与全节距绕组交链，所以这种现象、问题经常发生。另一方面，在图59的abl相的全节距绕组的abl相电流iabl增加的时间内，且转子旋转角位置θr为-5°到0°期间，abl相电压vabl的反方向感应电压为0.5，与图14相比，减少到1/3。能够比较容易地通入、增加abl相电流iabl。其原因在于，图59的cl相电压vcl对直流电源的再生动作、电压变成了与abl相电流iabl增加的相位不一致的动作。
另外，关于电流的大小，图59的abl相电流iabl在θr为-5°到5°时大于1.0，al相电流分量ial和bl相电流分量ibl叠加，因此最大为2.0，变为动力运行时的电流的2倍的值。若晶体管的电流容量变大，则驱动电路尺寸增大，还会产生成本上的问题。然而，在电动汽车的主机用电机等用途中，为了以低速旋转输出大转矩，需要大电流，但由于磁能的再生时间的时间上的几率较小，所以能够进行控制，以使两个相电流分量不叠加而成为过大的值。另一方面，在高速旋转中输出最大转矩时，通过驱动装置所容许的范围的电流，以及包含转矩脉动的平均转矩来进行控制即可，在输出最大转矩时也可以通过控制以避免上述电流的叠加，从而进行控制使其不超过晶体管的容许电流值。当然，在不超过晶体管的容许电流值的范围的控制中，而不是最大转矩时，进行如图59所示的能够输出更均匀的转矩的控制即可。
接着，对进一步减小图59的各电压振幅的方法进行说明。该方法是将图59的各波形从实线的波形变更为虚线所示的特性的波形的方法。例如，具体地，将al相电流ial的电流减少范围从θr为15°到22.5°的实线变更为12.5°到25°的虚线，将范围的宽度从7.5°扩大至12.5°。其结果是，al相电压val从实线变为虚线的特性，负电压从-2.0变为-1.0，能够将负的部分的电压振幅减小到一半。同样地，对于vbl、vcl、vabl、vbcl、vcal，也能够如虚线那样降低电压。这样，通过降低各绕组的电压，也能够减轻驱动电路的负担。
另外，在上述val的波形的θr为12.5°附近的虚线的电压波形中，定子磁极和转子磁极的对置面积仍在增加，准确来说稍微不同，但这里忽略。
另外，图59的ial在θr为22.5°到25°的范围，即在图58(d)的附近产生略微负的转矩。由于电流是较小的值，所以负转矩也较小，可以忽略，但是，当然也可以将虚线部的电压相位提前2.5°，或者稍微增大虚线部的电流变化来消除上述负转矩。
另外，在图59中，没有直流电压源的最大电压的限制，示出了各电流、各电压的波形。实际上，通过图7、图8、图9或者图15那样的驱动电路进行驱动，因此，特别地，在磁能的再生时的负电压变大的情况下，受到直流电压源的电压的限制。在该情况下，根据该电压限制，再生时间变长，形成与图59不同的电流波形、电压波形。
接着，对电机再生动力，将电流充电到直流电压源，并且存储能量的动作进行说明。在图58、59中，示出并说明了动力运行时的转子的旋转位置、转矩产生、电流、电压。首先，对动力运行和动力的再生的重要性进行比较，在电动汽车等多种用途中，动力运行时的转矩和转矩脉动、噪声等品质是最重要的。而且，在动力的再生时，要求相应的功能、品质，但不像动力运行时那样。另外，图58等的构成的电机在绕组的电感较大的转子旋转位置开始用于动力再生的电流的通入，因此难以快速增加电流。
关于本发明中使用的再生动作，对磁能的再生和动力的再生的差异进行说明。在图58(b)那样的动力运行的状态下，从直流电压源侧向电机侧提供电机的磁能和转矩的能量，并且在电流周期的后半段使上述磁能返回到直流电压源侧。换句话说，这是将无效电力分量的无效能量、即磁能先供给给电机，然后使该无效能量再返回到直流电压源侧的动作，在本发明中，该返回的动作称为磁能的再生。另一方面，电机产生负转矩的动作是，在图58(d)的θr为22.5°到37.5°期间通入al相电流ial分量以在al相定子磁极581与转子磁极587之间产生cw转矩的动作。在该动作中，电机侧的机械能作为电能存储到直流电压源侧。若包括电流ial分量的通入在内稍微详细地表达该动作，则在θr为22.5°左右时通入ial分量来向电机侧提供磁能，机械能以其磁通为媒介而作为电能存储到直流电压源侧，并且在电流周期的后半段使上述磁能也返回到直流电压源侧。此时的磁能的供给和回收总和为0。在本发明中，将此时的机械能的再生和磁能的供给及回收统称为动力的再生。
在上述动力的再生过程中，在θr为22.5°到37.5°期间通入al相电流ial分量以在al相定子磁极581与转子磁极587之间产生cw转矩，同样地，各相产生cw转矩，能够生成连续的cw转矩。关于上述al相电流ial分量，由于在θr为37.5°到45°期间al相定子磁极581与转子磁极不对置，所以在此期间将电流减少到0即可。该动作的问题点在于，在θr为22.5°的转子位置难以将al相电流ial分量瞬时增加到规定值。由于该电流增加的时间延迟，cw转矩减少，产生转矩脉动。
解决上述问题的一种方法是将定子磁极的圆周方向宽度θst从15°扩大到例如22.5°，扩大能够产生cw转矩的范围。而且，在具体的动作的示例中，在θr为15°到22.5°期间增加al相电流ial分量到1.0，在θr为22.5°到37.5°期间产生cw转矩来再生机械能，在θr为37.5°到45°期间将al相电流ial分量从1.0减少到0。而且，其他相也同样能够通过进行再生动作来生成连续的cw转矩。
在将定子磁极的圆周方向宽度θst扩大至上述22.5°的情况下，槽的绕组空间变为其余的37.5°的宽度，铜损稍微增加。另一方面，在图1、图2的电机中采用上述相应的构成的情况下，将定子磁极的圆周方向宽度θst扩大至45°，槽的绕组空间变窄为其余的15°，铜损增加至2倍，因此存在电机效率的问题。这样，在第六技术方案的图58等的电机和图1、图2的电机中，铜损有较大的差异。
另外，在磁能的快速再生时，定子磁极与转子磁极之间的引力急剧变化，存在由于定子铁芯的变形等产生磁阻电机特有的磁噪声的问题，期望减少该噪声。另外，由于需要该磁能的再生时间，所以也存在产生转矩的时间比率降低的问题，以及转矩脉动的问题，期望减少这些问题。在图58的电机中，减少了这些问题，并且提高了电机性能。
以上，示出了作为第六技术方案的具体示例的图58、图59的示例，并进行了说明。
由于能够相对地扩大各定子磁极的圆周方向周围的空间，所以即使变形为各种形状弊端也较少，并且能够产生各种效果。第六技术方案的效果在于：能够扩大槽截面积，因此能够降低铜损；能够降低定子磁极的齿的磁饱和；能够通过缩小后轭宽度、缩小定子的齿的径向长度来扩大转子直径来增加转矩；通过扩大定子磁极宽度和转子磁极宽度来确保磁能向直流电压源的再生时间，能够降低再生电压的大小，并且能够兼顾铜损的降低；而且，在定子磁极和转子磁极电磁作用的状态下通过减小电流变化率能够减少定子铁芯等的振动、噪声等。而且，图58的电机能够通过图7、图8、图9那样的驱动电路来进行驱动。或者，通过将绕组形成如图2所示并联卷绕的环形绕组，并且如图15所示进行2极对化，能够通过图6的电路进行驱动，实现驱动电路的小型化。另外，图58是定子的磁极数量为六个，转子的磁极数量为八个的示例，但也能够应用于其他的磁极数量的组合，能够根据目的来选择各磁极的圆周方向宽度等形状。另外，图59所示的电流波形是一定的高速旋转的示例，根据转子旋转速度和电流的大小，能够改变电流的增加时间、减少时间、相位等电流波形，通过选择电机形状以及驱动电路能够构成适当的驱动系统。
实施例32
接着，图60的电机的横向剖视图示出了第七技术方案的实施例。在图83所示的以往电机中，用于配置绕组的空间不充分，且其利用率也较低，所以存在输出大转矩时铜损变大的问题。存在由齿的磁饱和等引起的转矩降低的问题，由于电机的磁能向直流电压源再生的时间的确保不充分而再生时的负电压变大的问题，以及由于定子磁极和转子磁极的引力急剧变化所以噪声变大的问题等。
图60的电机除绕组以外与图58的电机相同。图58的各相绕组为全节距绕组，而图60的绕组为缠绕于各定子磁极的集中绕组。定子磁极的数量为六个，定子磁极的圆周方向周期为60°，定子磁极的圆周方向宽度θst为15°，槽的开口部为45°。图60的转子磁极的数量为八个，转子磁极的圆周方向周期为45°，转子磁极的圆周方向宽度θrt为22.5°，转子磁极之间的空间的开口部为22.5°。
与图58的电机同样地，图60的电机能够扩大槽截面积，因此与图83相比能够降低铜损，能够降低定子磁极的齿的磁饱和，并且能够通过缩小后轭宽度、缩小定子的齿的径向长度来扩大转子直径来增加转矩。另外，能够减少定子铁芯等的振动、噪声。
图60的601是al相定子磁极，602是al/相定子磁极。603是bl相定子磁极，604是bl/相定子磁极。605是cl相定子磁极，606是cl/相定子磁极。60a和60a/是al相的集中绕组，两绕组的卷绕匝数之和为nwa，通入al相电流ial，al相电压为val。60b和60b/是bl相的集中绕组，两绕组的卷绕匝数之和为nwa，通入bl相电流ibl，bl相电压为vbl。60c和60c/是cl相的集中绕组，两绕组的卷绕匝数之和为nwa，通入cl相电流icl，cl相电压为vcl。从al/相定子磁极602向al相定子磁极601通过的磁通为al相磁通
图60的定子磁极和集中绕组的配置关系与图83的电机相同。能够通过图5的电路对图60的电机进行驱动。现在，对图60的电机一边产生ccw的转矩一边以一定高速的恒定转速向ccw旋转的动作的示例进行说明。
在对图58的电机进行驱动的情况下，如上所述，虽然图59中示出了虚拟的集中绕组的各相电流ial、ibl、icl，以及各相电压val、vbl、vcl，但在图60的电机中它们变为各相的集中绕组的电流、电压。特别地，在图59中由虚线所示的、将磁能的再生时间从7.5°扩大至12.5°的特性中，各相电压val、vbl、vcl的动力运行时的电压和再生时的电压振幅变为大致相同的值，能够方便地进行驱动。在图83的电机的情况下，通过扩大转子磁极的圆周方向宽度，能够如图59那样增加磁能的再生时间，并且减小再生电压，但在该情况下，槽截面积减小到一半左右，铜损增加，电机效率降低。在图60的电机中，能够兼顾铜损的降低和再生电压的降低。但是，若以槽内铜损进行比较，图60的铜损比图58的铜损差。由于是集中绕组，所以图5的驱动电路的利用率变低。
另外，在低速旋转中，电流的增加所需的转子的旋转角宽度变小，因此相对的时间宽度变小。而且，图59的各相的电流波形、电压波形能够根据电机的旋转速度和转矩的大小以不同的波形进行控制。
接着，对通过图5的电路使图58的全节距绕组的电机以一定高速的恒定转速旋转的动作的示例进行说明。如等式(27)、(29)、(31)所示，由于其他相的磁通也交链，所以全节距绕组的各相电压容易变为过大且复杂的电压。图1、图2的各相电压变得过大的原因之一在于，虽然低速旋转中的转矩产生没有大的障碍，但在一定高速的旋转下的动力运行中，将磁能向直流电压源再生的时间不足。作为电流、电压的示例，示出了上述图14的特性，但在高速旋转中产生过大的电压，另外，iab、ibc、ica的电流增加变得困难，还会产生转矩脉动。另外，定子磁极和转子磁极中产生的引力急剧变化，因此也容易产生噪声。
现在，作为电机和驱动电路的必要条件考虑如下：至少在低速旋转时能够生成连续转矩；即使在一定的高速旋转下，转矩脉动也很小；即使在一定的高速旋转下，也能够确保磁能的再生时间，并且再生电压不会变得过大；图59的各相电流iabl、ibcl、ical的电流增加容易；电机铜损不会变得过大，且电机效率高；以及图5的驱动电路的各晶体管的利用率较高，可以实现驱动电路的小型化、低成本化。
如上所述，当通过图59的虚线所示的各相电流iabl、ibcl、ical对图58的全节距绕组的电机进行驱动时，各相电压vabl、vbcl、vcal形成图示的虚线的电压波形，能够大大降低实线所示的过大的电压。而且，各相的电流的增加时的绕组电压较低，伴随其他相的磁通变化的电压影响减少，因此各相的电流增加容易。另外，如对图58和图59的动作所进行的说明，可以生成连续转矩。特别地，重要的是能够确保磁能的再生时间，并且兼顾槽截面积的扩大和铜损的降低。另外，关于铜损，图58的电机是全节距绕组，因此与原本的集中绕组相比，槽内铜损较小。
另外，若考虑图5的各晶体管的利用率，则如图59的各相的全节距绕组的电流iabl、ibcl、ical所示，与图84的各相电流ia、ib、ic相比，能够在大约2倍的区间通电，增加从直流电压源侧向电机供给的电力。但是，如上所述，虽然能够减少伴随其他相的磁通变化的电压影响，但并不能消除，会产生全节距绕组所特有的电压。通过扩大上述电流通电区间并且减少电压影响，可以降低图5的驱动电路的各晶体管的总电流容量。
以上，通过图60、图58的电机、图59的时序图以及图5的驱动电路的示例对第七技术方案进行了说明。也能够应用于其他的磁极数量的组合，能够根据目的来选择各磁极的圆周方向宽度等形状。例如，在定子磁极数量为六个的情况下，能够选择转子磁极数量为八个、十个、十四个、十六个。在定子磁极数量为十个的情况下，能够选择转子磁极数量为十二个、十四个、十六个、十八个、二十二个、二十四个等。电机特性根据它们的组合而改变，需要改变通电方法。可以实现电机的高转矩、高效化、小型化，并且可以实现驱动电路的小型化。另外，由于能够减小作用于定子磁极与转子磁极之间的电磁引力的变化，所以能够减少电机的电磁噪声。另外，定子磁极的数量sn、定子磁极的圆周方向宽度θst、转子磁极的数量rn、转子磁极的圆周方向宽度θrt的关系、用于产生连续转矩的容许范围、转矩产生的原理上的最佳值等与第六技术方案相同。
另外，图58的abl相全节距绕组58a、bcl相全节距绕组58b、cal相全节距绕组58c能够通过环形绕组实现等价励磁。而且，如图18所示，也可以在电机的内径侧和外径侧构成两个电机，形成环状的环形绕组的构成。同样地，也可以在转子轴方向上背对背地配置两个电机，形成环状的环形绕组的构成。在该情况下，由于绕组的线圈端部能够缩短，因此可以实现铜损的降低、绕组材料的减少、轻量化、绕组制作的简化、绕组占空系数的提高等。
实施例33
接着，图61示出了第八技术方案的实施例。如上所述，当采用全节距绕组以降低以往电机的槽内铜损时，各相的磁通交链，因此存在因磁通变化而产生过大的电压的问题，以及电压特性变得复杂的问题。图61所示的驱动电路和绕组的配置方法是减轻特别是在高速旋转中的这些问题的示例。另外，在低速旋转中，也可以单独地通入各相电流，并且也可以输出低速旋转时的大转矩。
图61的驱动电路是如图25(c)所示的定子磁极的数量为十个的五相的磁阻电机的各全节距绕组的驱动电路的示例。这些绕组的电流是单向电流，具有等式(72)至(76)的关系。之前，示出了通过图26中的驱动电路对图25(b)所示的五相的磁阻电机进行驱动的示例。特别地，图27示出了低速旋转时的模型化的各电流、各电压的示例。同样在图61的驱动电路中，图27也是低速旋转时的模型化的电流、各电压的示例。另外，图27是将定子磁极宽度、转子磁极宽度为24°，磁极宽度稍宽的示例。
接着，对图61的驱动电路的动作进行说明。图61中的61z为驱动电路整体的控制电路，61y为直流电压源。图61的晶体管611和612向acm相全节距绕组27ac通入acm相电流iacm。晶体管613和614之间设定cem相全节距绕组27ce，并通入cem相电流icem。晶体管615和616之间设定ebm相全节距绕组27eb，并通入ebm相电流iebm。晶体管617和618之间设定bdm相全节距绕组27bd，并通入bdm相电流ibdm。晶体管619和61f之间设定dam相全节距绕组27bd61da，并通入dam相电流idam。
在晶体管611和612从导通变为截止时，二极管61g和61h将acm相电流iacm向直流电压源61y再生。在晶体管613和614从导通变为截止时，二极管61k和61l将cem相电流icem向直流电压源61y再生。在晶体管615和616从导通变为截止时，二极管61p和61q将ebm相电流iebm向直流电压源61y再生。在晶体管617和618从导通变为截止时，二极管61s和61t将bdm相电流ibdm向直流电压源61y再生。在晶体管619和61f从导通变为截止时，二极管61v和61w将dam相电流idam向直流电压源61y再生。
图61的各绕组27ac、27ce、27eb、27bd、27da以分别将各二极管61j、61m、61r、61u、61x串联的方式配置，形成环形接线。各绕组的通电模式包括单独地向各相的绕组通电的单独通电模式，以及向两个串联连接的绕组通电的二绕组通电模式。另外，由于将上述五个绕组和五个二极管串联连接成环形，所以也能够流过环形电流分量。
上述单独通电模式特别是在低速旋转且绕组的电压较小的区域中，能够单独地通入上述各相的电流。如上所述，例如，使图61的上下的晶体管611和612导通，在动力运行动作中，使acm相全节距绕组27ac中流动的acm相电流iacm增加，使611和612截止，在再生动作中，使iacm减少。同样地，对于其他的各相的绕组27ce、27eb、27bd、27da，也能够分别增减各相的电流icem、iebm、ibdm、idam来进行控制。
另外，作为晶体管的电流控制的动作之一，也可以仅使图61的上下的晶体管611和612中的一方导通，使acm相电流iacm处于飞轮状态，以缓和电流的减少。图61的驱动电路具有由于在电流的飞轮通电时，通过的二极管为一个，所以二极管损失较小的特征。关于这一点，在电动汽车的主机用电机中，低速旋转中的大转矩是陡坡道的爬坡驾驶中所需的，这是电机设计、逆变器设计中的苛刻条件之一。在该运转模式下，飞轮通电的驱动比率变高，因此飞轮通电时的二极管损失是重要的特性。另外，图61的驱动电路的特征还在于，在再生动作、飞轮动作中，与其他相的电流控制之间的控制上的干扰较小。
然后，在上述二绕组通电模式下，能够减少其他相的磁通的影响。图25(c)的各绕组的电压变为等式(77)至(81)，以及等式(82)至(86)的值。在各全节距绕组中，分别与所有相的磁通交链，因此有时是过大的电压，并且形成复杂的关系等式的电压。特别地，在高速旋转、大转矩时其他相的电压的影响变大。
作为对策，能够进行控制使其变为等式(87)至(91)所示的比较简单的电压。即，将目标定子磁极的两侧的两个全节距绕组串联连接来控制电压、电流的方法。两个绕组的电压和为缠绕于上述定子磁极的集中绕组的相电压，为仅与通过该定子磁极的磁通相关的电压。不受其他的磁通分量的影响。该作用是将两个绕组相对于上述定子磁极差动地配置的效果。另外，通入这两个差动地配置于上述定子磁极的绕组的电流分量选择性地对上述定子磁极进行励磁，不会对其他的定子磁极产生电磁影响。另外，为了实现这种控制，图61的驱动电路中的各相绕组的配置顺序是必要条件之一。如果被励磁的定子磁极的圆周方向两侧的全节距绕组或者环形绕组没有配置在图61的驱动电路的纸面的左右两侧，那么就无法获得串联连接的效果，无法获得等式(87)至(91)的效果。
例如，在图27的时序图中，转子旋转角位置θr从0°到12°产生ccw的转矩并旋转的期间为通入acm相电流iacm和dam相电流idam同时通入ebm相电流iebm和cem相电流icem的区间。这正好是图25(c)的旋转角位置θr的状态，并且是am相定子磁极921和am/相定子磁极922由等式(72)的iacm和等式(75)的idam的am相电流分量iam进行励磁的状态。而且，在图61的驱动电路中，从晶体管619穿过dam相绕组27da，穿过二极管61x，穿过acm相绕组27ac，穿过二极管612，通入上述am相电流分量iam。此时，两绕组的电压和变为等式(87)的am相电压vam，能够减轻其他相的电压的影响。这样，能够通过am相电流分量iam选择性地对am相定子磁极921和am/相定子磁极922进行励磁。
同时，在图27的时序图中转子旋转角位置θr从0°到12°的区间中，em相定子磁极929和em/相定子磁极92a由等式(76)的ebm相电流iebm和等式(74)的cem相电流icem的em相电流分量iem进行励磁。而且，在图61的驱动电路中，从晶体管613穿过ce6相绕组27ce，穿过二极管61m，穿过ebm相绕组27eb，穿过二极管616，通入上述em相电流分量iem。此时，两绕组的电压和变为等式(91)的em相电压vem，能够减轻其他相的电压的影响。这样，能够通过em相电流分量iem选择性地对em相定子磁极929和em/相定子磁极92a进行励磁。各相的电流分量能够通过图61的驱动电路叠加而通入。
关于转子旋转角位置θr为12°以后的情况，从图27的时序图可以看出，通电电流每12°变化一次，并且能够连续地生成ccw转矩并旋转。这样，能够组合低速旋转区域中的单独通电模式和向两个串联连接的绕组通电的高速旋转区域中的二绕组通电模式来对图25(c)的电机进行通电。另外，将定子磁极两侧的两个全节距绕组串联连接来通电这一点与图26的驱动电路存在相似之处。
在图61的驱动电路和各相的绕组配置中，应用等式(72)至(91)的关系，能够叠加所有相的电流。在图27的时序图的示例中，五个绕组中的四个绕组的电流有助于转矩产生，在原理上绕组的利用率变为80％的较大的值。与图25(a)的集中绕组相比，能够将槽内的铜损降低到1/2。与通过图25(b)的全节距绕组的电机和图26的驱动电路进行驱动的情况相比，在原理上，是同等的降低铜损的效果。
在通过图61的驱动电路和各相的绕组配置进行低速旋转的驱动的情况下，由于能够向图25(c)、图61的各相绕组分别通电，所以在通入图27的电流时能够通过图61的十个晶体管中的八个晶体管来供给电流。但是，在高速旋转中，在通过上述二绕组通电模式进行驱动的情况下，在图27的时序图的示例中，通过四个晶体管依次供给电力，并且单纯在原理上晶体管的利用率降低。另外，各绕组的电压如等式(82)至(86)是复杂的，也可以利用电压较低的绕组以pwm控制的控制周期积极地供给电力。
在图26(c)的电机、图27的时序图、图61的驱动电路中，对五相的电机进行了说明，但是同样也能够应用于定子磁极的数量为六个的三相的电机以及七相、九相、十一相等电机。示出了全节距绕组的示例，但也可以由环形绕组构成，另外，也能够将极对数多极化为2以上。
接着，图62示出了图61的驱动电路的变形示例。图61的二极管61g和61h在图62中变更为62g和62h。在图61中，在使晶体管611和612从导通状态变为截止状态的情况下，使在acm相绕组27ac中流动的acm相电流iacm通过二极管61g和61h而向直流电压源61y再生。另一方面，在图62中，在使晶体管611和612从导通状态变为截止状态的情况下，通过二极管61j和62k，以及61x和62w而向直流电压源61y再生。通过的二极管的数量从两个增加到四个。二极管的损失增加到2倍。另外，acm相电流iacm向cem相绕组27ce的驱动电路以及dam相绕组27da的驱动电路流动，电路上的干扰也变多。
图62的各绕组电流的飞轮通电的特性也与图61的驱动电路不同。在图61中，在使晶体管611处于导通状态，并且使612处于截止状态的情况下，在acm相绕组27ac中流动的acm相电流iacm穿过晶体管611、acm相绕组27ac以及二极管61g而循环。另一方面，在图62中，在使晶体管611处于导通状态，并且使612处于截止状态的情况下，iacm穿过晶体管611、acm相绕组27ac以及二极管61j、62k而循环。通过的二极管的数量从一个增加到两个。二极管的损失增加到2倍。特别地，在以低速旋转使电机旋转的情况下，飞轮通电的比率较高，在效率和发热方面是不利的。
接着，图63示出了图61的驱动电路的其他的变形示例。如图63所示，将各相的全节距绕组27ac、27ce、27eb、27bd、27da和二极管631、632、633、634、635一一交替配置，形成环形绕组。另外，图63的构成也是在五相的交流的以往驱动电路中配置连接五相的环形绕组，并且在各绕组中增加了限制于单向电流的二极管。可以将五相的交流电压施加于各相的绕组和二极管。然而，由于是图63的晶体管611的发射极和612的集电极直接连接的构成，所以无法使两晶体管同时处于导通状态，功能受到限制。在图63的纸面中，上下配置的613和614，615和616，617和618，619和61f也是同样的。
实施例34
接着，图64示出了第九技术方案的实施例。图64的驱动电路在上述图6的驱动电路中，除了6r所示的直流电压源vsn1之外，还增加了将其输出端子设定为641的电源再生用的直流电压源vsn2。在由软磁体构成转子磁极的电机中，为了输出电机转矩，需要从直流电压源vsn1向电机供给图11的113所示的磁能em，并且在该转矩产生动作的周期结束时将上述磁能em向直流电压源vsn1再生。转子磁极被定子磁极吸引而产生转矩，但在转子磁极和定子磁极的对置面积增大的时刻，该磁能em变为较大的值，其再生需要相应的再生时间。关于该磁能的再生，由于在能够产生动力运行转矩的区间中也需要进行磁能的再生，所以动力运行转矩的产生时间变少。在低速旋转的情况下，存在时间上的富余，因此该再生时间不会对转矩产生造成很大的负担。然而，当电机转速上升时，产生该再生时间限制动力运行转矩的问题。
另外，作为再生时的电压vs[v]、卷绕匝数nwa[turn]、交链磁通
当增大再生电压vs时，能够缩短再生时间δt。另外，在将电机侧的动力转换为电力的情况下，也需要向直流电压源再生。
关于图64的构成，上述第二直流电压源vsn2由643的电容器、644的晶体管、645的楔形线圈、646的二极管构成，直流电压源vsn2的输出端子为641。将图64的再生用二极管6e、28g、6j的连接处变更为641，电机侧的磁能向电容器643充电。另外，在图64中，增加了将输出端子设定为642的第三直流电压源vsn3。vsn3由647的电容器、648的晶体管、649的楔形线圈、64a的二极管构成，直流电压源vsn3的输出端子为642。将图64的再生用二极管6d、28f、6h的连接处变更为642，电机侧的磁能向电容器643充电。其中，将上述直流电压源6r的电压设定为vdc，将其负端子的电位设定为0[v]。将直流电压源vsn2的电压设定为vcc2，将直流电压源vsn3的电压设定为vcc3。另外，图64的其他的构成与图6的构成相同。
图6的再生电压为vdc，而图64的641的再生电压变大为(vdc+vcc1)。其结果是，如等式(139)所示，能够缩短再生时间，并且能够增加转矩产生时间的比例，因此能够增加平均转矩。同样地，第三直流电压源vsn3的输出端子642的电位是(-vcc3)，负的电压侧的再生电压变大为(vdc+vcc3)，因此能够缩短再生时间，并且能够增加平均转矩。另外，图64所示的方法同样能够应用于除了图6之外的驱动电路。
另外，关于图64的能量的移动，当向电容器641充电时电压vcc2变大，因此通过晶体管644向楔形线圈645放电，如dc-dc转换器那样转换，来向上述直流电压源6r充电。同样地，当向电容器642充电时电压vcc3变大，因此通过晶体管648向楔形线圈649放电，如dc-dc转换器那样转换，来向上述直流电压源6r充电。通过这些动作，能够将上述电机的磁能向上述直流电压源6r再生。另外，上述电容器643、电容器647也可以是电池等其他类型的电源。
实施例35
接着，图65示出了第九技术方案的中的其他的实施例。图65的驱动电路和电机绕组是对图6的驱动电路进行了一部分变更而得到的。晶体管61的周围的变更部分是图65的点划线65d的范围。图6的ab相全节距绕组67在图65中变更为取出了中间抽头的abp相全节距绕组657。将再生用二极管6d的阴极的连接处变更为上述中间抽头。而且，增加再生用二极管651，其在截止晶体管61时，构成对abp相电流iabp1进行变换而通电的路径。对于其他的晶体管的周边电路，如图65所示，也能够进行与点划线65d的范围相同的变更。而且，图65的其他的构成与图6的构成相同。
接着，对该点划线65d的范围的电路动作、电机绕组的电磁动作进行说明。例如，在从图65的晶体管61穿过abp相全节距绕组657，穿过二极管6k，穿过cap相全节距绕组658，穿过晶体管62通入ap相电流iap的状态下，考虑使晶体管61从导通转变为截止的过渡状态。而且，假设图65的abp相全节距绕组657的卷绕匝数为nwa/2，在纸面中，上述中间抽头的上侧的绕组6571的卷绕匝数为nwa/4，并且上述中间抽头的下侧的绕组6572的卷绕匝数为nwa/4。在刚使晶体管61从导通转变为截止之后，在6571中流动的电流变为0，由于6572的卷绕匝数变为一半，所以在6572中流动的电流变为此前流动的电流iap的2倍。iap的2倍的电流(iap×2)在再生用二极管6d中流动，iap在二极管651中流动，其余的iap向二极管6k、cap相全节距绕组658、晶体管62流动。此时，向上述绕组6572反向施加直流电压源6r的电压vdc，变为再生动作。
根据等式(140)，通电部分的卷绕匝数变为1/2，电流值变为2倍，因此刚使晶体管61从导通转变为截止之后的磁能不变。换句话说，电流值变为2倍以使磁能不变。根据等式(139)，卷绕匝数变为1/2，因此再生所需的时间δt被缩短到1/2。而且，通过缩短再生时间，能够期待动力运行转矩的增加。另外，此时的ab相全节距绕组657的两端电压变为(-vdc×2)，可以等效地认为施加了2倍的再生电压。另外，实际上，由于向图65的晶体管61施加(vdc×2)的较大电压，所以需要增加晶体管的耐电压。另外，由于是电磁的倍增动作，所以也担心产生瞬时的尖峰过大电压，能够期待增加缓冲电路、或者功率mosfet情况下的雪崩特性。
实施例36
接着，虽然与图65的方法不同，但在图66(a)中部分地示出了应用了电磁现象的再生时间的缩短方法。图66(a)是部分地示出了图6的晶体管61和ab相全节距绕组的周边电路的图，其他相的绕组和其周边电路也是同样的构成。66(a)是与图6的ab相全节距绕组67并行地在同一槽中增加了绕组的构成。图6的67和图66(a)的667是相同的结构，661是增加的绕组。是所谓的双线卷绕。但是，667和661的卷绕方向是相反方向，各自的卷绕匝数能够自由地选择。该abq1相全节距绕组667与图6同样地与二极管6q和6k连接，同时与增加的二极管662的阴极连接，将662的阳极与直流电压源6r的负端子的电位0[v]连接。另一方面，abq2相全节距绕组661与再生用二极管6d串联连接于6r的两端、电位vdc[v]和0[v]。
在图66(a)的动作中，例如，在从晶体管61穿过abq1相全节距绕组667，穿过二极管6k，向ca相全节距绕组通入a相电流ia的状态下，考虑使晶体管61从导通转变为截止的过渡状态。而且，假设图66(a)的abq1相全节距绕组667的卷绕匝数为nwa/2，并且abq2相全节距绕组661的卷绕匝数为nwa/4。在刚使晶体管61从导通转变为截止之后，在667中流动的电流变为0，此前在667中流动的电流ia的2倍的电流在661和再生用二极管6d中流动。另外，在图66(a)的纸面中，电流从上侧向下侧流动时穿过绕组667，电流从下侧向上侧流动时穿过绕组661。另一方面，在刚截止晶体管61之后也维持ca相全节距绕组的a相电流ia，因此a相电流ia从二极管662向6k的方向流动。此时，向上述abq2相全节距绕组661反向施加直流电压源6r的电压vdc，变为再生动作。再生时间被缩短。
根据等式(140)，通电部分的卷绕匝数变为1/2，电流值变为2倍，因此刚使图66(a)的晶体管61从导通转变为截止之后的磁能不变。根据等式(139)，卷绕匝数变为1/2，因此再生所需的时间δt被缩短到1/2。而且，通过缩短再生时间，能够期待动力运行转矩的增加。另外，此时的abq1相全节距绕组667的两端电压变为(-vdc×2)，可以等效地认为施加了2倍的再生电压。另外，实际上，由于向图66(a)的晶体管61施加(vdc×2)的较大电压，所以需要增加晶体管的耐电压。另外，由于是电磁的倍增动作，所以也担心产生瞬时的尖峰过大电压，能够期待增加缓冲电路、或者功率mosfet情况下的雪崩特性。图66(a)的动作与图65的动作在电磁上存在相似之处。
实施例37
接着，虽然与图65、图66(a)的方法不同，但在图66(b)中部分地示出了应用了电磁现象的再生时间的缩短方法。图66(b)是部分地示出了图6的晶体管61和ab相全节距绕组67的周边电路的图，其他相的绕组和其周边电路也是同样的构成。在图66(b)中，67是abq3相全节距绕组669。而且，图66(b)的驱动电路和电机绕组是在图6的驱动电路中增加点划线663包围的恒压电路而得到的。664是变压器，其一次绕组连接至再生用二极管6d和abq3相全节距绕组669。664的二次绕组连接至全波整流器665，665的输出连接至直流电压源6r。
在图66(b)的动作中，例如，在从晶体管61穿过abq3相全节距绕组669，穿过二极管6k，向ca相全节距绕组通入a相电流ia的状态下，考虑使晶体管61从导通转变为截止的过渡状态。假设上述变压器664的一次绕组和二次绕组的绕组比为1。在刚使晶体管61从导通转变为截止之后，a相电流ia从再生用二极管6d穿过上述变压器664，穿过abq3相全节距绕组669，通入二极管6k的方向。此时，变压器664的二次绕组经由全波整流器665与直流电压源6r短路，因此当变压器664的一次绕组的电压超过vdc时，成为较小的阻抗。而且，晶体管61和abq3相全节距绕组669的连接点666的电位变为(-vdc)。
在图6的情况下，刚使晶体管61从导通转变为截止之后的上述666的电位为0v，因此在图6(b)的情况下，再生电压增加了vdc。此时，abq3相全节距绕组669的磁能向外部放出。若668的电位为v668，则该放出的功率变为(v668-(-vdc))×ia＝(v668+vdc)×ia，其中的(vdc×ia)的功率向直流电压源6r进行电源再生。与图6的情况相比，图66(b)的再生电压变大，因此再生时间被缩短。而且，通过缩短再生时间，能够期待动力运行转矩的增加。
另外，图66(b)的点划线663包围部分的功能在一定的有限的时间宽度上表示齐纳二极管那样的恒压特性。并非如齐纳二极管那样对功率进行内部消耗，而是向直流电压源6r再生。但是，若超过该时间宽度则磁饱和，因此电压下降至绕组电阻的电压降量，并且失去了向电源的再生能力，因此需要在控制方面方面进行考虑。另外，全波整流器665也可以是半波整流器。另外，上述变压器664也可以利用电机的定子铁芯的外周部等、其一部分来构成。通过与电机一体化制作，能够减轻变压器的空间和成本的问题，以及绕组和其管线的制作负担的问题。以上，所说明的图65、图66的方法除了图6的驱动电路之外，能够应用于本发明所示的其他的驱动电路和电机。
实施例38
接着，图67示出了第十技术方案的实施例。如上所述，在本发明的电机中，向各相绕组通入单向电流进行励磁，各定子磁极的磁通方向也是单向，除了例外以外，各定子磁极的极性为n极或s极。因此，各定子磁极的软磁体只能使用其磁特性的单向特性，而无法利用相反方向的磁特性。另外，大电流时产生定子磁极之间的漏磁通，产生定子磁极的磁饱和的问题。在第十技术方案中，通过有效利用该相反方向的磁特性，扩大槽截面积，齿的大半部分能够在相对磁导率较大且相对线性的磁动作点动作，也能够降低铁损。漏磁通的问题也能够抵消、减少。
图67是与图15的定子铁芯类似的示例，是定子磁极数量为十二个，转子磁极为八个的构成，并且是对图1的三相的磁阻电机进行2极对化的构成。在图67中，部分地放大，所以示出了电机截面的左上部的1/4。为了便于理解，绕组以集中绕组的示例示出。在第十技术方案中，对定子磁极的数量没有限定，绕组也可以是集中绕组、全节距绕组、环形绕组等。省略了对转子的说明。
图67的671是a相定子磁极且为s极，缠绕有a相绕组。672是a/相定子磁极且为n极，缠绕有a/相绕组。673是b相定子磁极且为s极，缠绕有b相绕组。676是c/相定子磁极且为n极，缠绕有c/相绕组。
67a是永磁体，在s极的a相定子磁极671与n极的c/相定子磁极676之间，永磁体67a的极性配合两定子磁极的极性配置在定子磁极前端部的附近。永磁体67a产生的磁通为67b，磁通67b的方向是与a相定子磁极671作用于转子磁极而产生转矩的磁通的方向相反的磁通方向。在磁通67b穿过c/相定子磁极676的部分中，磁通67b的方向是与676作用于转子磁极而产生转矩的磁通的方向相反的方向。
同样地，67c是永磁体，永磁体67c的极性配合两定子磁极的极性配置在n极的c/相定子磁极676与s极的b相定子磁极673之间。永磁体67c产生的磁通为67d，磁通67d的方向是与c/相定子磁极676作用于转子磁极而产生转矩的磁通的方向相反的方向。在磁通67d穿过b相定子磁极673的部分中，磁通67d的方向是与673作用于转子磁极而产生转矩的磁通的方向相反的方向。
同样地，67e是永磁体，永磁体67e的极性配合两定子磁极的极性配置在s极的b相定子磁极673与n极的a/相定子磁极672之间。永磁体67e产生的磁通为67f，磁通67f的方向是与b相定子磁极673作用于转子磁极而产生转矩的磁通的方向相反的方向。在磁通67f穿过a/相定子磁极672的部分中，磁通67f的方向是与672作用于转子磁极而产生转矩的磁通的方向相反的方向。
在未向各相的绕组通入电流的状态下，各定子磁极的齿具有磁反方向的磁通，且磁负偏置。例如，假设在不存在各永磁体时通入c/相电流而c/相定子磁极676吸引转子磁极而产生转矩时的磁通是从齿的根部方向、即后轭方向朝向齿尖的磁通，此时的磁通密度为+2.0[t]。其中，将该软磁体的饱和磁通密度假设为2.0[t]。而且，假设在各永磁体67a、67c等存在，且通电电流相反为0[a]时，存在从c/相定子磁极676齿尖朝向齿的根部方向的磁通67b、67d，此时的磁通密度为-1.0[t]。
在各永磁体67a、67c等存在的状态下，通入c/相电流而c/相定子磁极676吸引转子磁极而产生转矩时的磁通在上述条件下为(-1.0+2.0)＝+1.0，因此从根部朝向齿尖的磁通变为+1.0[t]。因此，在各永磁体67a、67c等存在的状态下，在通入c/相定子磁极676的齿的中央部等的磁通密度为从-1.0到+1.0[t]的磁通密度的范围内动作。软磁体的磁特性如图11所示为非线性，但在-1.0到+1.0[t]的磁通密度的范围内，为相对线性的磁特性且相对磁导率较大，磁滞损耗也小。另外，此时，由于在与转子磁极对置的c/相定子磁极676的前端部附近励磁磁通与磁铁磁通结合，所以磁通密度较高，变为磁饱和那样的接近+2.0[t]的磁通密度。
接着，对使各定子磁极的齿变细，扩大槽截面积，并且降低铜损的方法进行说明。如图67的示例所示，c/相定子磁极676的齿的大半部的磁通密度变为1.0[t]以下，所以即使齿的宽度稍微变细也可以磁性地使用。例如，若假设在磁通密度2.0[t]以内使用，则齿的宽度能够缩小到1/2，并且能够相应地扩大槽截面积。而且，能够降低铜损。关于此时的具体形状，虽然图67的各定子磁极的前端部附近的圆周方向宽度ltf无法缩小，但能够缩小定子磁极的齿的中央部等的齿宽lts。
能够根据永磁体的磁特性、永磁体成本、软磁体的磁特性等，来选择将齿宽lts缩小多少。该齿宽lts能够如上述示例那样缩小50％，但即使不缩小也在磁滞损耗等方面具有效果。另外，在圆周方向上排列的定子磁极之间，大电流时产生磁极之间的漏磁通，产生定子磁极的磁饱和的问题。关于该问题，上述永磁体671、672、67a、67c也发挥抵消漏磁通的效果。也能够期待该效果而形成强的永磁体。另外，在图67的示例中，示出了永磁体的截面形状为细长形状。然而，例如，作为现实的电机构成，如果变为极对数为大约4极对的电机，那么形成永磁体的长度在制图时变短的图像的形状。
实施例39
接着，图68、图69示出了第十一技术方案的实施例。在如图1、图2等所示的磁阻电机中，通常以构成定子和转子的铁芯的软磁体的主要材料如上所述部分磁饱和为前提进行电机设计。例如，如图13所示，转子旋转角θr和通过齿的磁通
图68中的681为定子，682为转子磁极之一，为图1、图2中的定子磁极、转子磁极的配置。例如，687是a相定子磁极。对各定子磁极进行励磁的绕组可以是全节距绕组、环形绕组、集中绕组等中的任一种。现在，图68的电机主要使用ccw旋转，考虑改善ccw旋转的转矩特性。另外，单向的转矩重要的用途较多。
在电机中，作为使磁通穿过的铁芯的主要软磁体，可以根据目的而使用各种材料。例如，一般的电机用的各向同性电磁钢板的饱和磁通密度为大约2.0[t]，非晶铁芯的饱和磁通密度为大约1.4[t]且相对磁导率较大，铁氧体磁芯的饱和磁通密度较低为大约0.4[t]，但磁滞损耗、涡流损失极小。压粉磁心的饱和磁通密度为大约2.0[t]，并且可以成型为三维形状，因此轴向间隙电机等复杂的磁电路构成是可能的，正在被积极研究中。另外，作为磁通密度较大的材料，已知有坡明德合金，其饱和磁通密度为大约2.4[t]，但由于含有较多钴所以价格昂贵，其使用仅限于赛车用电机等特种用途。可以将各种材料根据各种目的以各种形状用于各种部位。
图68的电机是除了主要的软磁体mmc1之外，组合使用683、684、685、686所示的第二软磁体mmc2的构件的电机构成的示例。图68的电机主要使用ccw的旋转、ccw的转矩，是mmc2的饱和磁通密度大于上述mmc1的组合。图69是将图68的定子磁极与转子磁极对置的气隙面沿纸面的左右方向直线展开的图，图69(a)示出了各定子磁极的内径侧形状，图69(b)和(c)示出了各转子磁极的外径侧形状。图69的横轴为转子旋转角位置θr，图68的ccw在图69的纸面中为右方向。
在图69(b)中，转子的旋转角位置θr为10°，a相定子磁极687的与转子磁极682对置的部分683的材料为上述mmc2，与转子磁极682的上述mmc1的材料对置。电磁转矩主要被较低的磁通密度限制，因此θr为10°左右时变为图13的132的转矩，不会特别大。
图69(c)示出了转子进一步向ccw旋转，θr变为25°的状态。如图13的132所示，为转矩由于磁饱和而减小的区域。在θr为25°附近时，a相定子磁极的mmc2的构件683和转子磁极的mmc2的构件685对置，以更大的磁通密度而作用，能够产生更大的转矩。能够增加图13的θr为25°附近的132的转矩。但是，由于磁通从定子磁极的前端通过后轭，所以也需要扩大磁路截面积以能够使磁通通过齿整体等对策。若磁路整体的磁阻变大，例如，磁通通过的磁路的某处磁饱和，则没有意义。
在图68的电机示例中，示出了向定子磁极和转子磁极的cw侧配置第二软磁体mmc2即683、684的示例。进一步地，通过向定子磁极和转子磁极的cw侧和ccw侧两者的角部配置第二软磁体mmc2，在图69(c)的θr为25°附近时，上述两者的角部的mmc2同时对置，mmc2的高磁通密度的特征能够使转矩增加到2倍。另外，该效果在cw旋转和ccw旋转时的双向旋转时有效。另外，第二软磁体mmc2可以是各种形状，例如，也可以将683、684、685、686的构件形成从磁极表面到后轭的较长的形状。
这样，通过组合使用两种以上的软磁体，能够改善由于磁饱和特性而减小的转矩特性。例如，坡明德合金能够将磁通密度设计得较大，但价格昂贵。然而，如果使用量少，那么成本增加的负担小，能够有效地利用。
实施例40
接着，图70示出了第十二技术方案的实施例。如图1、图2等所示的磁阻电机的转矩需要用于生成通过气隙部等的磁通的励磁负担。例如，如图12的励磁电流和转矩的特性示例所示，将连续额定电流设定为ira，在电流较小的区域122中磁通密度较低，因此转矩较小。在第十二技术方案中，通过永磁体补偿励磁电流分量，特别地，具有增加电流较小区域中的转矩的效果。轻负载区域中的运转比率较高的电机用途较多，能够提高这种用途中的运转效率。例如，为图10的运转区域d那样的电机动作区域。
图70所示的电机是定子磁极为六个，转子磁极为四个的电机，在各定子中配置有通入单向电流的集中绕组。各磁极的圆周方向宽度为30°的示例。在图70的纸面的上侧配置有三个s极的定子磁极，在下侧配置有三个n极的定子磁极，在它们的中间部分配置有极性方向与各定子磁极的极性方向相同的永磁体70a、70b。在纸面上，70a、70b的上侧是s极下侧是n极。
图70的701是a相定子磁极，702是a/相定子磁极。703是b相定子磁极，704是b/相定子磁极，与图1的电机相比是反向的。705是c相定子磁极，706是c/相定子磁极，与图1的电机相比是反向的。
在磁通通过的磁路中，图70的上述701、703、705的s极定子磁极和70e、70f的转子磁极对置的面积与转子的旋转角位置θr无关而恒定。在气隙面上，定子的磁极宽度为30°。
图70的纸面的下侧的上述702、704、706的n极定子磁极和70g、70h的转子磁极对置的面积也同样地与转子的旋转角位置θr无关而恒定。
因此，在各相的电流不通电的状态下，永磁体70a、70b产生的磁通从图70的纸面的转子的下侧向上侧与转子的旋转角位置θr无关地以恒定磁通通过。在该状态下，cw转矩和ccw转矩平衡，因此永磁体产生的磁通产生的转矩在原理上不存在转矩脉动。而且，在该状态下，如果将各相电流如图84所示的各相电流ia、ib、ic那样通入，则在原理上会生成均匀的转矩，而且转矩的值在永磁体的作用下而增加。
接着，对图70的电机在低速旋转时需要大转矩，并且也需要高速旋转时的恒定输出控制的情况下的电机构成进行说明。作为在永磁体70a、70b的侧面具备软磁体磁路70c、70d的结构，构成为可以改变通过其附近的磁通的量。在各相绕组的电流为0或者较小时，构成为永磁体70a的磁通70f的分量穿过软磁体磁路70c并在其附近闭合。而且，磁路70c的磁通密度变大，无法穿过磁路70c的永磁体70a的磁通70e的分量向图70的上下的后轭供给，并向定子磁极和转子磁极供给。永磁体70b的磁通70j和70h也具有同样的关系。
接着，在图70的电机产生大转矩时，相应的绕组通入大电流，永磁体70a的磁通70f的分量消失，磁通70e和70g的磁通分量在图70的纸面上从上侧向下侧通过。而且，相应的定子磁极和转子磁极的磁通密度变大，产生大转矩。此时，永磁体70b的磁通70j的分量也消失，供给磁通70h和70k，同样地作用。
在使图70的电机以高速旋转时，重复电力供给和电力再生，以使得直流电压源的电压和电机的绕组电压平衡。是恒定输出控制的旋转区域。此时，永磁体70a、70b附近的、在纸面上从上侧向下侧通过的磁通量构成为可变，因此能够以不阻碍高速旋转中的通电动作的方式动作。如上所述，图70的电机能够有效地利用永磁体70a、70b来驱动轻负载中的输出动作、低速旋转中的大转矩的输出动作、高速旋转中的恒定输出动作等。
特别地，向图45、图53等的电机中增加、应用永磁体，能够实现简单且高效率的电机。在电气角360的范围内，定子磁极的数量为四个，相位差为180°的定子磁极由于与其相的磁通通过的关系，所以必然会形成s极的定子磁极在圆周方向上排列两个、n极的定子磁极在圆周方向上排列两个的构成。在定子的中间部配置图70的永磁体70a、70b。绕组可以是全节距绕组、环形绕组以及集中绕组。
实施例41
接着，图71示出了第十三技术方案的实施例。如图1、图2等所示的磁阻电机的转矩需要用于生成通过气隙部等的磁通的励磁负担。
例如，如图12的励磁电流和转矩的特性示例所示，将连续额定电流设定为ira，在电流较小的区域122中磁通密度较低，因此转矩较小。在第十三技术方案中，通过永磁体补偿励磁电流分量，特别地，具有增加电流较小区域中的转矩的效果。轻负载区域中的运转比率较高的电机用途较多，能够提高这种用途中的运转效率。
图71所示的电机是定子磁极为六个，转子磁极为四个的电机，对各定子进行励磁的绕组可以是图1、图2等那样的全节距绕组或者环形绕组、集中绕组等。图71的711是a相定子磁极，712是a/相定子磁极。713为b相定子磁极，714为b/相定子磁极，715为c相定子磁极，716为c/相定子磁极。717是用于s极的后轭，与上述s极的定子磁极711、713、715磁连接。718是用于n极的后轭，与上述n极的定子磁极712、714、716磁连接。在用于s极的后轭和用于n极的后轭之间，以对各自进行励磁的极性的朝向配置有永磁体719、71a、71b等。
配置于外形侧的用于n极的后轭718和n极定子磁极712、714、716的磁连接构成为例如通过在配置于内径侧的用于s极的后轭717的一部分中设置用于贯通的孔来限定718和717的磁性直接连接。例如，配置于718和717接近部分的71g、71h是永磁体，71g、71h的极性的朝向是n极朝向718，s极朝向717，对718和717进行励磁，同时减少漏磁通。图71的71k、71l在空间上保持一定距离以防止718和717之间的漏磁通。另外，在717和718之间可以配置一部分软磁体，也能够将通过定子磁极的磁通构成为可以通过对各定子磁极进行励磁的电流来改变。在高速旋转的运转中，具有抑制电压的效果。
由于图71的永磁体719、71a、71b、71g、71h等配置在狭窄的地方，所以组装等制作容易变得复杂。作为其对策之一，能够利用混合了永磁体粉和树脂而成的所谓的塑料磁铁。与塑料的注塑成型机同样地，能够对永磁体粉和树脂的混合物进行加热、软化并注射成型，以填充图71的永磁体，并且能够改善其生产率。但是，需要用于注射成型的设备、模具等。另外，这些永磁体的磁化可以在成型后一齐进行。
用于s极的后轭717和用于n极的后轭718都可以同时使向各定子磁极的磁通通过，因此电机的尺寸不会增大特别多。如上所述，生产率也能够能过塑料磁铁的利用等来改善。通过图71的电机构成，能够自由地供给永磁体磁通而不受各定子磁极的配置位置的限制。其结果是，能够利用永磁体使电机高效化。
实施例42
接着，图72中示出了将用于s极的后轭和用于n极的后轭在转子轴方向上分离来配置的示例。在图72的纸面上，上下方向是电机的转子轴方向，左右方向是将定子外周的外观直线状展开的图。在图72(a)中，721是用于s极的后轭，722是用于n极的后轭，sj3是将721和722励磁为各自的极性的圆盘状的永磁体。是电机的内径侧的s极的定子磁极磁连接到后轭721，n极的定子磁极磁连接到后轭722的构成。另外，在图72(a)的构成的情况下，后轭的转子轴方向长度大约是定子的1/2，因此为了高转矩，需要增大转子轴方向长度，例如将内径侧的定子磁极的形状设定为三维形状。
图72(b)是用于s极的后轭被分成转子轴方向的724和726的构成。在该构成的情况下，转子轴方向距离较大，因此内径侧的s极的定子磁极也可以分别在转子轴方向上被分开。725是用于n极的后轭，727、728是永磁体。进一步地，同样地，能够构成为使用于s极的后轭、用于n极的后轭以及圆盘状的永磁体薄型化，并且在转子轴方向上交替地堆叠。在该情况下，外径侧的n极、s极的后轭与n极、s极的定子磁极的磁连接变得更容易，因此有望实现电机的高效化。另外，用于s极的后轭721和用于n极的后轭722之间的一部分也可以由软磁体连接。在高速旋转的运转中，具有抑制电压的效果。
实施例43
接着，图73示出了第十四技术方案的实施例。在上述图45、图46所示的定子磁极为四个、转子磁极为两个的电机的情况下，由于是两相的磁阻电机，所以需要进行一些设计以进行连续旋转。即，在图45、图46的剖视图形状中，如图48、图49示出的其电压、电流的示例那样，与其说没有富余产生旋转一圈的连续转矩，不如说是困难的。在图53所示的定子磁极为四个、转子磁极为六个的电机的情况下，如图57示出了其电压、电流的示例那样，也有类似的趋势。另外，在上述图83、图1、图2等的定子磁极为六个、转子磁极为四个的电机的情况下，在产生旋转一圈的连续转矩中不存在问题，但如图84、图14等所示，电流的增加、减少陡峭，电压容易变大，定子磁极和转子磁极之间的引力的变动陡峭，所以存在电机噪声变大的问题。另外，上述图58的电机是定子磁极为六个、转子磁极为八个的电机，减少了上述问题，但有类似的趋势。在第十四技术方案中，实现了扩大定子磁极和转子磁极的转矩的产生区域以进行转矩的连续化，减少转矩的急剧变动，增加将电机磁能向直流电压源再生的再生时间，以及减少电机噪声等。
图73是将上述图45、图46的定子磁极和转子磁极之间的气隙面的圆周方向形状直线展开的图的示例。特别地，是使两相的磁阻电机的单向转矩连续化的定子磁极形状和转子磁极形状的示例。图73(a)示出了定子磁极，731、732、733、734分别为a相定子磁极、b相定子磁极、a/相定子磁极、b/相定子磁极，相当于图45、图46的45a、45b、45a/、45b/。在图73的纸面上，横向的横轴为转子旋转角位置θr，相当于图45、图46的ccw的转子旋转方向。各定子磁极的圆周方向的角度宽度θst14为75°。图73的纵轴是转子轴方向，定子磁极和转子磁极电磁作用的转子轴方向长度为ls。另外，优先考虑单向旋转、单向转矩的特性的电机具有电动汽车用的主机电机、空调等多种用途。
图73(b)示出了转子磁极735和736的形状及其旋转角位置。转子的旋转角位置表示右方向端，即ccw端，图73(b)的旋转角位置θr是从0°稍微向右移动的位置。如图73所示，转子磁极的形状为在圆周方向上具有两段的形状，并且ccw部分的圆周方向宽度为20°，并且转子轴方向长度为ls/2。在转子磁极的cw部分的形状中，圆周方向宽度为80°，转子轴方向长度为ls。另外，图73的实线示出了实际状态，点划线是在旋转方向上相隔360°的同一物体的形状。735和737表示相同的转子磁极，734和738是相同的b/相定子磁极。
图73(b)的转子旋转角位置θr大致为0°，通过对731的a相定子磁极和733的a/相定子磁极进行励磁，能够向右方向、即ccw产生转矩。同样地，图73(c)的θr为20°，通过对731的a相定子磁极和733的a/相定子磁极进行励磁，能够向ccw产生转矩。而且，在图73(d)的θr＝75°之前，可以通过同一转矩进行驱动。
关于转矩的大小，这里，假设从图73(c)的θr＝20°到图73(d)的θr＝75°的转矩的值为1.0。在此期间，在定子磁极和转子磁极电磁作用的区域内，转子轴方向长度为ls。同样地，由于转子磁极作用的转子轴方向长度为ls/2，所以从图73(a)的θr＝0°到图73(b)的θr＝20°的转矩的值相对地变为0.5。同样地，由于转子磁极作用的转子轴方向长度是差分的为(ls-ls/2)＝ls/2，所以从图73(d)的θr＝75°到图73(e)的θr＝95°的转矩的值相对地变为0.5。
如上所述，在转子旋转角位置θr为0°到95°期间，对731的a相定子磁极和733的a/相定子磁极进行励磁，以分别吸引转子磁极735和736，能够产生转矩。如图所示，732的b相定子磁极和734的b/相定子磁极的旋转方向位置θr与a相、a/相相差90°，但由于是相同的构成，所以同样能够在θr为90°到185°期间产生ccw的转矩。转矩的产生宽度分别有5°的富余。由于图73、图45、图46的磁阻电机的转矩产生周期为180°，所以能够重复同样的动作来实现向ccw的连续旋转、连续转矩。另外，转矩的相对值反复为1.0和0.5，但可以改变励磁电流的大小，从而能够校正转矩的脉动。
这样，通过将转子磁极的右侧前方部、即ccw侧的20度宽度的部分的转子轴方向宽度减小至ls/2，从而将能够产生ccw转矩的旋转角宽度θtt扩大到90°以上的95°。是定子磁极宽度θst14较小为75°，转子磁极宽度θrt为(80°+20°)＝100°的示例。
图73的电机可以生成ccw的连续转矩的条件之一是定子磁极宽度θst14小于(rhb14/2)。rhb14是转子磁极的圆周方向周期，在图73的情况下为180°。另外，当将在转子磁极的ccw侧转子轴方向宽度为ls/2部分的圆周方向宽度设定为θrt142，将转子轴方向宽度为ls的圆周方向宽度设定为θrt143时，还需要(θrt142+θrt143)大于(rhb14/2)的条件。另外，定子磁极宽度θst14大于上述θrt142也是生成ccw连续转矩的条件之一。另外，ccw转矩的产生宽度θtt为(θrt142+θst14)，还需要该值大于90°的条件。
图73所示的定子磁极、转子磁极的形状可以进行各种变形。图74(a)是转子磁极的形状示例，转子磁极的圆周方向的全宽为744，ccw端部的圆周方向宽度743能够在上述条件的范围内进行选择。也能够对转子轴方向的长度741、742进行选择。对于外周形状，例如，也可以是图74(b)那样的形状。
在图73、图74等的形状中，由于转子各部的径向的磁阻或者其倒数即磁导的生成方法是现实的方法之一，并且特别直观且易于理解，因此以全宽的ls和一半的ls/2图示了转子轴方向的宽度。然而，在由电磁钢板构成电机的软磁体部的情况下，需要对异形部的涡电流增加的问题、可制造性等进行考虑。图75中示出了由于能够通过电磁钢板的层叠来制造，所以可制造性良好，且由涡电流引起的铁损的增加较少的示例。
图75(a)、(b)、(c)是将图45、图46变形为2极对的电机的情况下的转子的示例。图75(a)的753是电磁钢板，752是饱和磁通密度比753的部分小的软磁体，例如，是铁氧体铁芯、不锈钢电磁钢板等。75j是用于保持软磁体752的保持部。751是空间。能够通过该材料的磁特性来限制沿径向通过的饱和磁通。
75k是通过冲压加工等将电磁钢板753的一部分薄板化的示例。例如，通过将753的电磁钢板设定为0.35mm的厚度，并且将75k的部分设定为0.175mm的厚度，从而径向的磁阻值mr变为1/2，能够将沿径向通过的饱和磁通限制为1/2。通过这样的构成，能够实现与图74的转子磁极等价的电磁特性。该75k的构成生产率优异，因为可以在电磁钢板的冲压加工的生产线上设置薄板化的加工台。另外，在该构成的情况下，离心力不需要上述保持部75j，但存在转子轴方向固定的问题，如75l所示，也可以进行设计例如将一部分保留为0.35mm的厚板。另外，在电磁钢板的层叠中，例如，可以在20张中夹入1张圆盘状的电磁钢板。另外，与其他形状的电磁钢板组合来层叠，能够获得目标电磁特性和转子强度。另外，在75k构成中，改变钢板的厚度使其为0.35mm的厚板部分、0.24mm的部分以及0.12mm的部分，也可以设计成根据圆周方向位置将径向磁阻改变为多种类型。
在图75(b)中，在电磁钢板756中加工有大孔754和细长狭缝孔755。上述754的部分与图73的转子磁极间的空间部分在电磁上大致等价。配置有上述755的狭缝的部分与图73的转子磁极的前方部中将转子轴方向长度设定为ls/2的部分在电磁上等价。上述755的狭缝是圆周方向的磁阻较大，径向约变为2倍的构成。该狭缝形状是尖角三角形，夹在狭缝中的磁路具有均匀宽度。这样，通过在电磁钢板中加工各种孔，可以限制径向磁通的最大值。孔形状可以是方孔、三角形孔、圆孔和椭圆孔等各种形状，并且孔的数量、大小和分布也可以是各种各样的。也能够期待减少涡流损失、磁滞损耗，磁特性优异。进一步地，也可以层叠两种以上不同形状的电磁钢板来限制径向磁通的最大值。在该情况下，也可以期待平均由上述孔引起的圆周方向的磁阻的离散性、平均和补充转子强度的效果等。也能够与上述薄板化的技术组合。
另外，图75(b)的转子外周为圆形，能够减小转子切风的噪声。另外，在电磁上，如果转子外周为圆形，则能够减少磁阻力的谐波分量，并且能够期待减少转矩脉动、噪声。为了减少转子振动，也可以在各孔中填充树脂等。
图75(c)是进行在电磁钢板759的外周部设置凹陷的加工来实现转子的磁特性的示例。758的凹部具有减少磁通的效果，757是空间部。这样，对电磁钢板进行凹陷加工，能够使其变为在电磁上近似图73的转子磁极的特性。能够通过电磁钢板的简单穿孔和层叠来制造，并且转子牢固。另外，如果使用压粉磁心，则即使是组合了转子的径向的凹凸形状以及转子轴方向的凹凸而形成的复杂的三维形状，也可以通过使用模具的成型技术来制造，能够改善生产率。
图75(d)是将图45、图46变形为4极对的电机的情况下的转子的示例，转子磁极的数量为八个。75b、75d、75f、75h是电磁钢板，构成各转子磁极。75a、75c、75e、75g是孔，形成上述各转子磁极的形状。如图所示，各转子磁极75b、75d、75f、75h的cw方向端位于均等地隔开正好45°的位置。转子磁极75b和75h的圆周方向宽度为75m，为(100°/4)＝25°。转子磁极75d和75f的圆周方向宽度为75n，为(80°/4)＝20°。另外，转子磁极75b和75f在电机为1极对的情况下相当于图73的转子磁极734。转子磁极75d和75h在电机为1极对的情况下相当于图73的转子磁极736。
因此，虽然在图75(d)和图73中电机的极对数不同，但若是图73的转子旋转位置，则转子磁极75b和75f都会与a相定子磁极对置，并且从a相定子磁极观察到的转子的磁阻为75b和75f的平均值。若考虑75b和75f的磁阻平均值，则ccw方向端的5°宽度的磁阻变为cw方向的20°宽度的磁阻的2倍。若换算成图73的1极对，则为20°宽度和80°宽度，变为与图73的转子磁极735相同的磁阻特性。
同样地，转子磁极75d和75h都会与a/相定子磁极对置，并且从a/相定子磁极观察到的转子的磁阻为75d和75h的平均值。若该磁阻平均值换算成图73的1极对，则为20°宽度和80°宽度，变为与图73的转子磁极736相同的磁阻特性。
该方法是将电机多极化，形成多个电气角为同一相的转子磁极，并且通过该多个同一相转子磁极的磁阻平均值创建目标磁阻分布的方法。因此，可以说图75(d)的转子与图75(a)、图75(b)同样，是第十四技术方案的实现方式之一。但是，极对数不同。如图所示，图75(d)的特征在于，能够将各转子磁极形成为简单形状，因此能够简化冲压穿孔加工，并且转子强度也优异。另外，在图75(d)的纸面上，是左侧与右侧点对称的构成。另外，图75(d)的形状相对于转子中心点对称，因此质量的不平衡在原理上为0。
另外，进一步地，将图75(d)所示的电磁钢板单张或多张地旋转360°电气角、90°机械角来层叠。通过这种组装，转子磁极75b和75f能够配置在转子轴方向的近旁。而且，转子磁极75d和75h也配置在转子轴方向的近旁。其结果是，能够在转子的各旋转方向位置，实现磁阻的上述平均值化。而且，能够高精度地实现磁阻的圆周方向分布。即，除了图75(d)，将电磁钢板旋转90°层叠而成的转子与图75(a)、图75(b)在电磁上分布大致等价。但是，极对数不同。
接着，图76示出了图73的变形示例。图75(d)是1极对的电机的情况下的具体的说明。图73的转子磁极735和736在图76中替换为765和766。其他部分相同。转子磁极765的圆周方向角度宽度为100°，766的圆周方向角度宽度为80°。765和766在纸面中左端的圆周方向位置的相位差为180°，当将765移动180°与766重叠，并且取两转子磁极的径向磁阻的平均值时，形成与图73的735和736相同的径向磁阻的分布。即，如图45的电机剖视图的磁通
然而，当局部观察时，存在与平均值的动作不同的部分，并且在磁性上765、766不平衡，因此参照图76进行说明。在图76(b)中，转子磁极765接近a相定子磁极731而对置，因此对a相定子磁极731和a/相定子磁极733进行励磁生成ccw转矩。然而，转子磁极766尚未与a/相定子磁极733对置，因此磁通不通过，无法产生转矩。从转子磁极765向a相定子磁极731通过的磁通
在图76(c)中，转子磁极766与a/相定子磁极733对置，因此逐渐接近图73的电机动作。而且，在图76(d)的θr＝75°之前，能够产生转矩。然而，转子磁极765和a相定子磁极731无法产生ccw转矩，在θr从75°到95°期间，转子磁极766和a/相定子磁极733产生ccw转矩。同样地，在θr从90°到180°期间，对b相定子磁极732和b/相定子磁极734进行励磁生成ccw转矩。而且，能够重复这些动作，向ccw连续旋转。图76的结构简单所以可制造性优异，如果进行2极对化则能够消除转子的质量的不平衡。
接着，应用于图53的电机的图77的展开图示出图73的其他变形例。图53的电机是将上述图45、图46的转子磁极从两个增加到六个的电机，定子磁极数量为四个。相对于图73，图77(a)所示的定子磁极的圆周方向角度宽度为75°的1/3即25°。如图77(d)所示，转子磁极的右侧凸部的圆周方向角度宽度为20°的1/3即6.7°，转子轴方向宽度为ls/2。转子磁极的左侧部分的圆周方向角度宽度为80°的1/3即26.7°，转子轴方向宽度为ls。由于转子磁极数量变为3倍，所以图77的各部的圆周方向宽度与图73相比为1/3。
图77(a)所示的771为a相定子磁极，773为a/相定子磁极，772为b相定子磁极，774为b/相定子磁极。图77(b)的转子旋转角位置θr是从0°稍微前进的位置，775的转子磁极的右侧前端、即ccw侧前端从θr＝0°位置稍微向ccw前进。在该位置，对a相定子磁极771和a/相定子磁极773进行励磁，以分别吸引775和776转子磁极，能够产生转矩。与图73(b)进行比较，在图73(b)的情况下，产生转矩的转子磁极在圆周方向上相邻，在图77(b)的情况下，当产生转矩的转子磁极在圆周方向上分离成三个时，圆周方向的角度宽度缩小到1/3。
在从图77(b)到(c)的6.7°期间，在转子磁极775、776的右侧前端部进行吸引产生转矩。在从图77(c)到(d)的26.7°期间，在转子磁极775、776的左侧部分进行吸引产生转矩。在从图77(d)到(e)的6.7°期间，转子磁极775、776的右侧部分和左侧部分差动地作用来产生转矩。通过a相定子磁极771和a/相定子磁极773这样的动作，在转子旋转角位置θr为0°到31.7°之间能够产生ccw转矩。
同样地，在转子旋转角位置θr从30°到61.7°期间，通过b相定子磁极772、b/相定子磁极774，能够产生ccw转矩。而且，重复这些动作，生成连续的ccw转矩，进行ccw旋转。虽然cw有些不连续，但可以产生。图73和图77在圆周方向角度和作用的转子磁极存在差异，但为相同的动作。另外，图74、图75、图76的技术也同样能够应用于图77的电机。
通过将图77的转子应用于图53的电机，能够扩大绕组空间，由此能够降低铜损，通过绕组周围的空间富余等增大转子直径来增大转矩，虽然是ccw的单向转矩，但能够连续输出。而且，也能够应用本发明的上述永磁体利用技术等，另外，该电机和驱动电路具有简单的构成，因此能够制成在性能、尺寸、成本等方面具有较高竞争力的电机、驱动电路。
实施例44
接着，图78、图79示出了第十四技术方案的其他实施例。如上所述，在上述图83、图1、图2等电机中，如图84、图14等所示，电流的增加、减少陡峭，电压容易变大，定子磁极和转子磁极之间的引力的变动陡峭，所以存在电机噪声变大的问题。针对这些问题，如图78所示，通过设计转子磁极的形状，能够实现转矩产生区域的扩大、转矩脉动的降低、噪声的减少等。另外，由于转矩是在定子磁极和转子磁极的相对作用下产生的，所以也能够改变定子磁极的形状来获得相同的效果。
图78是将上述图1等的电机的定子磁极和转子磁极之间的气隙面的圆周方向形状直线展开的图的示例。图78的横轴为转子旋转角位置θr，纵轴为转子轴方向。图78的右方向表示图1的ccw方向。特别地，通过转子磁极的形状，不均匀地改变转子磁极的径向磁阻的圆周方向分布，来获得新的转矩特性。图78(a)的11是a相定子磁极，与图1的a相定子磁极11相同。12是a/相定子磁极，与图1的a/相定子磁极12相同。同样地，图78的13是b相定子磁极，14是b/相定子磁极，分别与图1的13、14相同。图78的15是c相定子磁极，16是c/相定子磁极，分别与图1的15、16相同。各定子磁极的圆周方向周期为60°，圆周方向宽度为30°，转子轴方向长度为ls。
图78(b)示出了与定子方向对置的各转子磁极的形状和转子旋转角位置θr。将78j、78k、78l、78m这四个转子磁极以90°周期均等地配置。图78(b)的转子磁极78j是图1的转子磁极1k，转子磁极78j的右端与定子磁极11的左端一致，转子旋转角位置θr为0°。如图78所示，各转子磁极的右部的圆周方向宽度为15°，转子轴方向宽度为ls/2，各转子磁极的左部的圆周方向宽度为37.5°，转子轴方向宽度为ls。在图78(b)的状态下，通过对a相定子磁极11和a/相定子磁极12进行励磁，分别吸引转子磁极78j、78l，能够产生ccw转矩。a相和a/相成对以产生ccw转矩。
在从图78(b)到图78(c)的θr＝15°之间，转子磁极78j的右部15°与定子磁极11对置，在从图78(c)到图78(d)的θr从15°到30°之间，转子磁极78j的右部15°与定子磁极11对置。若将θr从15°到30°之间的ccw转矩设定为1.0，则θr从0°到15°之间的ccw转矩为0.5。
在从图78(d)到图78(e)的θr从30°到45°之间，转子磁极78j的对置面积相对于定子磁极11差动地增加，ccw转矩变为0.5。此时，在图78(d)至(e)期间，在b相定子磁极13和转子磁极78m之间也能够产生0.5的ccw转矩。而且，与a相定子磁极11的动作同样地，b相定子磁极13相位延迟30°产生ccw转矩。另外，与a相定子磁极11的动作同样地，c相定子磁极15相位延迟60°产生ccw转矩。
另外，在从图78(e)到图78(f)的θr从45°到52.5°之间，a相定子磁极11无法产生ccw转矩，因此能够减少a相定子磁极11的励磁电流分量，并且将磁能向直流电压源再生。
接着，在图1的定子中配置图78的转子，通入对a相定子磁极11和a/相定子磁极12进行励磁的、大致连续额定电流的一定大的恒定电流分量，将使转子以恒定转速旋转的情况下的a相电压分量va示于图79的va。该va的正部分产生ccw转矩，负的部分表示cw转矩。若忽略磁通的励磁电流分量，则该波形形状也是a相的转矩特性，以带括号的方式附注a相转矩ta。图79的横轴为时间，在最下部示出了其与转子旋转角位置θr的关系。
如图79所示，b相电压分量vb、b相转矩tb与a相相比相位延迟30°，c相电压分量vc、c相转矩tc与a相相比相位延迟60°。在a相中仅产生ccw转矩的情况下，作为a相电流分量ia，通入图79的iaf即可。同样地，将相位延迟了30°的b相电流分量ibf通入b相，将相位延迟了60°的c相电流分量icf通入。其结果是，总和的ccw转矩变为图79的vt、tt所示的791的恒定值。
同样地，在产生cw转矩的情况下，作为a相电流分量ia，通入图79的iar即可。同样地，将相位延迟了30°的b相电流分量ibr通入b相，将相位延迟了60°的c相电流分量icr通入。其结果是，总和的cw转矩变为图79的vt、tt所示的792的恒定值。但是，如图所示，各相的cw转矩的增加、减少变得陡峭。
其中，如图79所示，上述a相电压分量va、a相转矩ta呈阶梯状变化，其波形的基本分量可以认为是虚线所示的正弦波。b相、c相也是同样的。尽管是磁阻电机，但具有近似三相正弦波驱动的同步电机的转矩特性，并且有望减少定子铁芯等的振动、噪声。另外，使图78的定子磁极的圆周方向宽度与30°相比减少，也能够扩大槽截面积，增加再生时间。反之，与30°相比增加，还变更转子磁极形状，也能够扩大转矩产生宽度。
另外，也可以进行图78的转子磁极形状的变形，能够同样地应用图74、图75、图76所示的技术。另外，对于图58的定子磁极为六个转子磁极为八个的电机，如图73和图77的关系那样，能够应用图78、图79的技术。进一步地，也能够应用于不同的定子磁极数、不同的转子磁极数的电机。在第十四技术方案中，能够扩大产生各相的转矩的旋转宽度，因此能够持续且方便地连接与旋转一起交替产生各相的不连续转矩。另外，通过更顺畅地进行转矩的增加、减少，能够减少噪声。另外，通过扩大定子磁极与转子磁极对置的旋转宽度，可以增加将电机磁能向直流电压源再生的再生时间而不产生负转矩。
实施例45
接着，图80示出了第十五技术方案的实施例的时序图。之前，图14中示出了图1中通入各相的电流来进行驱动的示例。图14所示的各相的电流ia、ib、ic、iab、ibc、ica根据转子旋转角位置θr反复增加、减少，在无法产生转矩的区间将电流设定为0。当从该状态进入进一步高速旋转且转矩负载也大的电机运转区域时，再生各相的磁能的时间的比率增加，反之，电流变为0的时间变少。同时，由于急剧增加、减少电流，所以绕组电压增加。第十五技术方案是始终通入对电机的磁场磁通进行励磁的电流分量的方法，即始终向各相绕组通入对磁通进行励磁的恒定的直流电流分量的方法。其结果是，存在与转子旋转角位置θr相关的磁场磁通的变动，但减少了与各相电流的增减相关的磁场磁通的变动。特别地，对于全节距绕组的过大且复杂的电压，其电压振幅减小，且电压的复杂度也得到改善。而且，驱动电路的控制主要进行变动电流分量的增减，电感降低，变动电流分量的增减变得容易，并且可以增加转矩。
在图80中示出了具体的通电示例。在图1的电机中，通入各相电流，对各相的电压、转矩、功率进行说明。但是，在各定子磁极与转子磁极对置的部分磁通通过，其周围的空间中没有漏磁通，设定为假设绕组电阻为0的简化的电机模型。假设软磁体的磁特性也如图11的虚线所示的折线115那样在磁通密度为2.0[t]时磁饱和的特性。
图80的iaj、ibj、icj为向图1的虚拟的集中绕组wa、wb、wc通入的恒定电流分量，为直流电流分量。同样地，图80的iak、ibk、ick为向绕组wa、wb、wc通入的变动电流分量。向图1的虚拟的集中绕组wa、wb、wc通入的虚拟的各相电流分量ia、ib、ic具有下式的关系。是始终通入电流的连续电流控制。
ia＝iaj+iak(141)
ib＝ibj+ibk(142)
ic＝icj+ick(143)
向图1的ab相全节距绕组wab通入的电流iab、向bc相全节距绕组wbc通入的电流ibc以及向ca相全节距绕组wca通入的电流ica与上述等式(141)、(142)、(143)的各相电流ia、ib、ic具有等式(1)、(2)、(3)的关系。
图80的a相电流分量ia具有等式(141)的关系，并且始终与恒定值即直流电流分量iaj叠加，根据等式(1)、(3)，上述iab、ica中也叠加有直流电流分量iaj的2倍的(2×iaj)，图1的a相定子磁极11和a/相定子磁极12始终与直流电流分量iaj的磁动势重叠而作用。因此，磁通与旋转方向、旋转速度等无关地向与这两个定子磁极对置的转子磁极的对置部通过。同样地，也作用于等式(142)、(143)的b相的定子磁极13、14以及c相的定子磁极15、16。该状态是在定子磁极的表面粘贴与其极性配合的永磁体的特性。而且，由于ccw转矩和cw转矩正好抵消，因此这些直流电流分量产生的总和转矩除了齿槽转矩脉动的分量以外为0。
等式(141)的a相电流分量ia也包含变动电流分量iak，图80的iak由于假定图11的非线性磁特性115，所以磁通密度恒定，在简化的电机模型中，将图80的制图时的电感设定为0。因此，在该假定条件下，在a相的变动电流分量iak的增减中，电压负担较小，能够高速增减。与图14的a相电流分量ia相比，使图80的变动电流分量iak的电流的增减的波形陡峭。虽然不是那么明显的差异，但转矩平均值提高，转速越高，该差异越大。对于各相的电流，比较图14和图80可知，直流电流分量与各电流的波形不同。
当假设各磁通密度恒定时，图80的各相的电压分量va、vb、vc如图所示形成简单的电压波形。与图14比较可知，负的电压振幅减小，负的电压的时间宽度增加。各全节距绕组的电压vab、vbc、vca具有等式(26)至(31)的关系，如图80所示，为简单的电压波形。与图14比较可知，消除了过大电压、复杂电压波形的问题。但是，由于现实的电机与简化的电机模型不同，所以磁特性是复杂的非线性，也存在各定子磁极周围的漏磁通，因此不是图80的vab、vbc、vca那样的简单的电压波形。
图80的各相的集中绕组的电压分量va、vb、vc以及电流分量ia、ib、ic当然也能够通过图5的以往驱动电路来进行驱动。另外，消除了图80的各全节距绕组的电压vab、vbc、vca的过大电压的问题，另外，在各相的电流iab、ibc、ica增加的时刻的感应电压的影响也减少，能够通过图5的以往驱动电路来进行驱动。图1的全节距绕组的电机构成的槽内铜损与集中绕组的构成的槽内铜损相比，能够降低至1/2。图5的驱动电路的各晶体管的利用率在集中绕组和全节距绕组方式中大致相同，在上述简单的电机模型中也会出现没什么大差别的条件。这里的两绕组方式中的与变动电流分量相关的各晶体管的利用率最大约为33％。
另外，在将图1的电机变更为集中绕组的情况下的输出功率为等式(141)、(142)、(143)的各相电流ia、ib、ic与各相电压va、vb、vc的乘积之和。另一方面，在图1的全节距绕组的情况下的输出功率为等式(141)、(142)、(143)的各相电流ia、ib、ic与等式(27)、(29)、(31)的电压的乘积之和，变得稍微复杂。在图80的各相电压中，虽然是比较简单的电压波形，但若条件稍微改变则会复杂化。
如前所述，在通过图6的驱动电路对图1的全节距绕组的电机进行驱动的情况下，能够将图6的各晶体管的总电流容量减小至1/2，可以实现驱动电路的小型化。在通过图6的绕组配置进行驱动的情况下，其变形为将图1的各绕组并联卷绕而成的图2的电机、或者变形为设定为2极对的构成的图15的电机等。而且，如图6所示，将两个相的绕组串联连接，设定等式(32)、(33)、(34)的两端电压va、vb、vc的构成，通入图80的各相电流iab、ibc、ica的1/2的值。
图80是简化的电机模型中的示例，因此各相电压vab、vbc、vca分别只在30°的区间中变为正电压1.0的值，变为稍微极端地简化的电压波形。利用图80的这些电流、电压的波形，对通过图6的驱动电路进行驱动的情况下，从直流电压源6r向电机供电的电力por进行说明。首先，从理论等式来看，将图6的六个绕组各自的电流和电压相乘，如果对所有绕组的值进行合计，则得到供给电力por2。将通过将等式(141)、(142)、(143)代入等式(1)、(2)、(3)得到的值的1/2的各相电流和等式(26)、(27)、(28)所示的各相电压按照各相相乘，将各相的电力相加即可。由于项数变多，所以省略了中间的计算公式，但在该条件下是严格且准确的。
但是，这里，直流电流分量为iaj＝ibj＝icj。
另外，三相的磁通分量的和恒定，当
在等式(146)中，在图80的转子旋转角位置θr为0°到30°的区间中，a相的变动电流分量iak有效地作用于por3，在θr为30°到60°的区间中，b相的变动电流分量ibk有效地作用于por3，在θr为6°到90°的区间中，c相的变动电流分量ick有效地作用于por3。另外，该por3的等式(145)中的值变为与将图1的电机设定为集中绕组，并且适当地通入上述集中绕组的电流ia、ib、ic的电流的情况下的电力por1相同的等式、值。
接着，对图6的各绕组的电流、电压为图80的iab、ibc、ica的1/2的值的电流、电压vab、vbc、vca的情况下的动作状态从各个制图波形的方面进行说明。但是，将各相电流的增加时间、减少时间设定为0来简单进行说明。
首先，在图80的转子旋转角位置θr为0°到30°的区间中，ibk＝0、ick＝0，因此，根据等式(141)、(142)、(143)、以及等式(1)、(2)、(3)各电流形成下式。其中，图6的电流值为1/2，并且图6的同相的绕组各有两个，所以能够抵消，因此在下式的电力计算中，不将电流值减少1/2。
iab＝iak+2×iaj(147)
ibc＝2×iaj(148)
ica＝iak+2×iaj(149)
根据图80，在该区间中，当假设vab＝1.0×vx、vbc＝-1.0×vx、vca＝0时，该区间的电力por4形成下式。
por4＝vx×(iak+2×iaj)-vx×2×iaj
＝vx×iak(150)
同样地，在图80的转子旋转角位置θr为30°到60°的区间中，iak＝0、ick＝0，并且vab＝0、vbc＝1.0×vx、vca＝-1.0×vx，因此，该区间中的各电流、电力por5形成下式。
iab＝ibk+2×iaj(151)
ibc＝ibk+2×iaj(152)
ica＝2×iaj(153)
por5＝vx×(ibk+2×iaj)-vx×2×iaj
＝vx×ibk(154)
同样地，在图80的转子旋转角位置θr为60°到90°的区间中，iak＝0、ibk＝0，并且vab＝-1.0×vx、vbc＝0、vca＝1.0×vx，因此，该区间中的各电流、电力por5形成下式。
iab＝2×iaj(155)
ibc＝ick+2×iaj(156)
ica＝ick+2×iaj(157)
por5＝-vx×2×iaj+vx×(ick+2×iaj)
＝vx×ick(158)
根据以上的结果，确认了等式(146)与从图80的波形导出的等式(150)、(154)、(158)一致。另外，在图6的驱动方法中，通入各晶体管的电流是图5的驱动方法中通入各晶体管的电流的1/2的值，因此能够将图6的晶体管的总电流容量降低至1/2，并且能够使驱动装置小型化、低成本化。
接着，根据这些结果，对图6的哪个晶体管向哪个区间供给哪个电流，以及哪个电流分量穿过哪个绕组在哪个区间有助于等式(146)的输出进行说明。而且，对各晶体管在哪个区间在多大程度上有助于电力供给进行说明。
着眼于图6的晶体管61进行说明。虽然是之前已经说明的动作，但与图80的电流、电压有关，再次进行说明。另外，在图6中对六个绕组进行驱动，因此通过将图1的各绕组并联卷绕而成的图2的电机进行说明。如前所述，图2的ab相全节距绕组wab即21、22是图6的67、6a，bc相全节距绕组wbc即23、26是图6的69、6c，ca相全节距绕组wca即22、25是图6的68、6b。向各绕组通入等式(141)、(142)、(143)以及等式(1)、(2)、(3)所示的电流的1/2。
在图80的各波形中，在转子旋转角位置θr为0°到30°的区间中，分别通入等式(147)、(148)、(149)的1/2的电流，向电机输出的电力的总和为等式(150)的por4＝vx×iak。从晶体管61向ab相全节距绕组wab即67通入等式(147)的1/2的电流iab/2＝(iak+2×iaj)/2，其中的(iak+iaj)/2穿过二极管6k，向ca相全节距绕组wca即68供给。从二极管6l向68供给等式(148)的1/4的iaj/2，因此向68供给的电流是等式(149)的1/2，穿过晶体管62进行通电。但是，各相的绕组有两个。各绕组的电压和电流的乘积重新形成下式。
por4＝(vab×iab+vbc×ibc+vca×ica)/2×2
＝((va+vb-vc)/2×(iak+2×iaj)
+(-va+vb+vc)/2×2×iaj
+(va-vb+vc)/2×(iak+2×iaj))
＝(va-vc)×iak/2+(va+vc)×iak/2
+(va+vc)×iaj(159)
＝va×iak(160)
在θr为0°到30°的区间中，等式(159)的第一项是绕组67的电压和电流iab的乘积，va×iak/2通过绕组21的电流iak/2的分量对图2的a相磁通
其中，作用于c相磁通
接着，同样地，在转子旋转角位置θr为30°到60°的区间中，分别通入等式(151)、(152)、(153)的1/2的电流，向电机输出的电力的总和为等式(150)的por5＝vx×ibk。从晶体管61向ab相全节距绕组wab即67通入等式(151)的1/2的电流iab/2＝(ibk+2×iaj)/2，其中的(ibk+iaj)/2穿过二极管6q，向bc相全节距绕组wbc即6c供给。从二极管6p向6c供给等式(153)的1/4的iaj/2，因此向6c供给的电流是等式(152)的1/2，穿过晶体管66进行通电。但是，各相的绕组有两个。各绕组的电压和电流的乘积重新形成下式。
por5＝(vab×iab+vbc×ibc+vca×ica)/2×2
＝((va+vb-vc)/2×(ibk+2×iaj)
+(-va+vb+vc)/2×(ibk+2×iaj)
+(va-vb+vc)/2×2×iaj)
＝(va+vb)×ibk/2+(-va+vb)×ibk/2
+(va+vb)×iaj(161)
＝vb×ibk(162)
在θr为30°到60°的区间中，等式(161)的第一项是绕组67的电压和电流iab的乘积，vb×ibk/2通过绕组21的电流ibk/2的分量对图2的b相磁通
另外，在θr为30°到60°的区间中，虽然上述图80的ab相电压vab为0，但并不是67的ab相绕组的电流iab不电磁做功，而是iab做了增加b相磁通
这样，表明了在图6的驱动方式的情况下，即使在图2的绕组电压具有如图80的电压vab、vbc、vca那样偏差的电压特性的情况下，晶体管61也可以在θr为0°到60°的区间中供给电力。图6的电路构成是对称的构成，因此对于其他晶体管也是同样的，各个晶体管在宽度为60°的区间中可以进行电力的供给、输出。另外，在图5的驱动电路的情况下，在如图80的电压vab、vbc、vca那样偏差的电压特性中，图5的各晶体管能够供给电流的区间分别为30°，电力输出的区间变窄。
接着，对图1、图2、图15等的全节距绕组的电机的问题点之一进行说明。在图1的电机中，在转子旋转角位置θr为0°到30°的区间中产生ccw转矩的情况下，1d的ab相全节距绕组wab的电流iab和1f的ca相全节距绕组wca的电流ica通入a相电流分量ia对a相磁通
在ccw的旋转过程中，在θr即将接近0°之前，该bc相电流ibc与1f的ca相绕组的ca相电流ica生成c相磁通
如上所述，在通过图5的电路对图1的全节距绕组的电机进行驱动的情况下，规定范围以外的电流分量成为阻碍因素。如上述说明的那样，例如，在ccw旋转时的bc相电流ibc中，0°到30°之间的电流分量降低a相的ccw转矩，30°到60°之间的电流分量生成b相的ccw转矩，60°到90°之间的电流分量生成b相的负的ccw转矩、即cw转矩。而且，不存在ibc的有无不影响转矩的区间。
在第十五技术方案中的连续通入各相的电流的连续电流控制的情况下，如对上述ibc的ccw转矩的说明中所述，在30°的区间中能够生产ccw转矩，但在其余的60°中变为生成相反方向的cw转矩的分量，因此ibc的电流控制上的限制较大。
另一方面，在通过图5的电路对图83的集中绕组的电机进行驱动的情况下，关于三相的转矩的产生，不存在与其他相相互干扰的作用、弊端。例如，将集中绕组837和83c串联连接而成的a相绕组通过a相电流ia仅生成a相磁通
与此相对，在图2等全节距绕组电机和图6的驱动电路的情况下，通过电路构成和绕组配置来限制各相电流iab、ibc、ica的通电电流的值。如上所述，例如，无法进行使图6的ab相绕组67和6a中流动的电流为5其他相的电流为0的通电。具有等式(1)、(2)、(3)以及等式(4)、(5)、(6)的电流关系。各相电流iab、ibc、ica由合成虚拟的集中绕组的电流分量ia、ib、ic而成。而且，通过图6的电路构成和绕组配置，在两个串联连接的绕组中流动的各自的电流为ia、ib、ic。例如，从图6的ab相绕组67流向ca相绕组68的电流分量为ia/2。从ab相绕组67流向bc相绕组6c的电流分量为ib/2。从bc相绕组69流向ca相绕组68的电流分量为ic/2。而且，在图2的绕组配置上，这两个串联绕组以交叉的方式差动配置在相应相的定子磁极中。其结果是，这些电流分量ia、ib、ic能够选择性地对相应相的定子磁极进行励磁，并且能够对其他相的定子磁极进行励磁。同时，这两个串联绕组的两端电压不会受到其他相的磁通的影响。为等式(32)、(33)、(34)的关系。
例如，在图2的电机中，在转子旋转角位置θr为0°到30°的区间中产生ccw转矩的情况下，将ab相全节距绕组21和ca相全节距绕组22串联来通入a相电流分量ia/2。同时，将ca相全节距绕组25和ab相全节距绕组24串联来通入a相电流分量ia/2。这些绕组是图6的绕组67和68，以及6b和6a。通过这两组的电流分量ia/2，对图6的1g所示的a相磁通
如果在该状态下bc相电流ibc/2分别向图2的23和26流动，那么从图2的纸面中的配置可知，其以削弱上述磁通
根据以上说明，在图2等全节距绕组电机和图6的驱动电路的情况下，a相电流分量ia在图2的a相定子磁极11和a/相定子磁极12中选择性地对a相磁通
对于图2等全节距绕组电机和图6的驱动电路的作用、效果，可以总结如下。例如，在图2的a相定子11和a/相定子磁极12的a相的励磁中，通过这些圆周方向两侧的ab相全节距绕组21和ca相全节距绕组22串联，能够将这些两端的电压设定为如等式(34)那样的简单的电压，并且能够解决过大的电压的问题、复杂的电压的问题。其结果是，能够容易地向两绕组通入a相电流分量ia/2。另外，其他相的磁通
其结果是，连续地通入各相的电流iab、ibc、ica以及电流分量ia、ib、ic，能够在高速旋转中输出大转矩。例如，为图10的运转区域b等的电机动作区域。另外，由于能够降低电机的槽内的铜损，所以能够实现其小型化、低成本化。由于能够降低驱动电路的晶体管的总电流容量，所以能够实现其小型化、低成本化。另外，能够与利用永磁体的本发明的其他技术等组合，来实现电机的进一步小型化、降噪。
以上，对向图1、图2、图15等的电机通入图80所示的连续电流iab、ibc、ica的示例进行了说明。是始终通入直流电流分量iaj、ibj、icj的方法。由于变动电流分量iak、ibk、ick的增减时的动作上的有效电感即所谓的小振幅电感变为较小的值，所以能够缩短其增减时间。而且，能够通入更有效的变动电流分量。另外，可以根据电机转速、负载转矩进行图80和图14的中间的电流控制。
在图1、图2、图15等的电机向ccw高速旋转中，当负载转矩也变大时，各相的电流iab、ibc、ica的值也变大，变为在大半的时间段内使用图6的直流电压源6r的电压vdc来提供各相电流的状态。而且，随着电机转速的提高，使变动电流分量iak、ibk、ick的通电相位提前，或者能够使通电宽度合理化，并且适当地控制电流的振幅、宽度、相位。
在图1、图2、图15等的电机与基础转速相比向ccw高速旋转来进行控制的状态下，可以改变直流电流分量iaj、ibj、icj和转矩电流分量iak、ibk、ick来进行控制。图6的驱动电路的供电动作受到电压上限为直流电压源6s的电压vdc的限制而进行控制。是与各相的电流iab、ibc、ica对应的晶体管的供电开始相位、供电、供电结束相位等的动作。由于电源电压的上限被限制为vdc，所以超过了基础转速的高速旋转区域中的磁场削弱的动作也通过平衡直流电流分量iaj、ibj、icj和变动电流分量iak、ibk、ick的控制来进行。
另外，向ccw高速旋转时的cw转矩的产生、即再生动作也是上述动作的延长，能够通过相应的晶体管的供电开始相位、供电、供电结束相位等的动作来进行控制。另外，在高速旋转时的驱动电路的利用率方面，由于能够设定为能够充分利用电源电压vdc的通电方法，所以也是高效地驱动直流电压源和驱动电路的方法。另外，虽然对图1、图2、图15的电机进行了说明，但对于定子磁极数量、转子磁极数量、磁极宽度、磁极形状不同的电机，也同样能够应用上述连续电流控制。
实施例46
接着，图81示出了第十六技术方案的实施例的绕组构成、电路构成。是在图1的电机中增加了用于通入等式(141)、(142、(143)所示的直流电流分量iaj、ibj、icj的直流励磁绕组，并且通过其他驱动电路通入直流电流分量的构成。在图1的构成中叠加了恒定的直流电流分量的状态和图81的状态在低速旋转时几乎相同，但在高速旋转时各绕组的漏感、磁能等不同，它们的差异变大。另外，也可以向直流励磁绕组侧和ab相绕组、bc相绕组、ca相绕组分流直流电流分量iaj、ibj、icj，由其分担来通入。
图81的811、812、813是对图1的各定子的磁场磁通进行励磁的直流励磁绕组，能够以集中绕组、全节距绕组、或者环形绕组等方式来实现该直流励磁绕组。例如，在集中绕组的情况下，在图1的a相定子磁极11和a/相定子磁极12中分别增加集中绕组并缠绕，串联连接形成a相直流励磁绕组waf，将该waf设定为图81的直流励磁绕组811。同样地，在b相、c相中也分别增加b相直流励磁绕组wbf、c相直流励磁绕组wcf并缠绕，并且分别设定为图81的直流励磁绕组812、813。814和815为用于通入磁场电流的晶体管，816和817为电源再生用二极管。另外，在不需要急剧地增减磁场电流分量的情况下，可以去除晶体管814、使其两端短路，并且去除二极管817。另外，在图81中，虽然描述了控制电路6s、直流电压源6r、增加的驱动电路、绕组，但省略了图6的其余的大半的驱动电路的描述。另外，在使用图6的驱动电路的情况下，需要将图1的电机向图2或者图15等变换、变形。
在图81的直流励磁绕组为上述waf、wbf、wcf的情况下，通入图80所示的直流电流分量iaj。图1的各全节距绕组1d、1e、1f的各电流iab、ibc、ica成为变动电流分量。现在，在图1中，当转子在直流电流分量为iaj的恒定值并且变动电流分量iab、ibc、ica为0的状态下旋转时，各相的磁通伴随旋转而变化，但电机内的总和的磁能不变。而且，能量在图81的直流励磁绕组811、812、813之间相互转移。因此，在该状态下，晶体管814和815仅通入直流电流分量iaj，电压输出较小。
在图1的电机输出转矩时，通过图6的驱动电路通入变动电流分量iab、ibc、ica，但该值是从图80所示的变动电流分量iab、ibc、ica分别减去上述直流电流分量iaj的2倍的电流而得到值。由于是等式(1)、(2)、(3)的关系，所以图80的变动电流分量iab、ibc、ica中包含iaj的2倍的电流。
接着，对向图1的电机增加全节距的直流励磁绕组的情况下的构成、作用进行说明。在直流励磁绕组为全节距的情况下，将ab相直流励磁绕组wabf、bc相直流励磁绕组wbcf、ca相直流励磁绕组wcaf与图1的全节距绕组1d、1e、1f中的每一个并联地缠绕。而且，将wabf、wbcf、wcaf配置为图81的直流励磁绕组811、812、813。这里通入的电流的值是上述直流电流分量iaj的2倍的电流。
在向图1的电机增加了图81的直流励磁绕组811、812、813的构成中，通入从图80的各电流减去直流电流分量而得到的电流。而且，在高速旋转中，当负载转矩也变大时，各相的电流iab、ibc、ica的值也变大，变为连续电流控制的状态。而且，对变动电流分量iab、ibc、ica的增加和减少的相位进行控制来控制转矩。
另外，在图81的驱动电路中，向上述直流励磁绕组通入上述直流电流分量，因此能够减少图6所示的驱动电路的总电流容量。通过图81的一个晶体管815来降低图6的六个晶体管的电流容量。另外，虽然对图1、图2、图15的电机进行了说明，但也能够应用于定子磁极数量、转子磁极数量不同的其他种类的电机。也可以与上述永磁体的利用技术等其他技术结合使用。
实施例47
接着，图82示出了第十七技术方案的实施例。之前，对一些电机和其驱动电路等进行了说明，但在电动汽车的主机用电机等中，有时还需要在低速旋转时增加转矩。具体地，是爬坡驾驶等，为图10的运转区域a那样的电机动作区域。图82的电机是增加低速旋转中的转矩的技术。
图82的电机是具有对图1的电机的定子磁极、转子磁极进行了多极化的构成的电机。转子在转子整圆周上具备三十六个82a的小凸极的转子磁极rpk。转子磁极rpk的圆周方向周期为10°，凸极宽度为其1/3即3.3°。虚线所示的82b、82sd是第十八技术方案中增加的空隙部，将在后面进行说明。
在图82的定子中，821是ar相定子磁极，在其转子侧表面具备三个821s的小凸极的定子磁极spk。这三个定子磁极spk的圆周方向周期为10°，凸极宽度为其1/3即3.3°。822是ar/相定子磁极，同样地，具备三个小凸极的定子磁极spk。ar相磁通
827是abr相全节距绕组，828是bcr相全节距绕组，829是car相全节距绕组。图1的转子磁极数量为四个，转子磁极间距为90°，而图82的转子磁极数量为三十六个，转子磁极间距为10°，多极化至9倍。另外，为了构成这样的多极化结构，小凸极的定子磁极spk的圆周方向周期配合转子磁极的圆周方向周期10°。图82中的10°相当于图1中的90°。
接着，对图82的转子的动作进行说明。将转子的起点设定为ar相定子磁极821的cw端，如图所示，将转子旋转角位置θr设定为转子磁极82a的ccw端。图82中的机械角3.3°的定子磁极spk的圆周方向宽度乘以9倍以电气角计则为30°。
将向图82的abr相全节距绕组827通入的abr电流设定为iabr，将向bcr相全节距绕组828通入的bcr相电流设定为ibcr，并且将向car相全节距绕组829通入的car相电流设定为icar。假设对图82的ar相定子磁极821和ar/相定子磁极822进行励磁的等价集中绕组并设定为war，将ar相电流设定为iar。假设对br相定子磁极823和br/相定子磁极824进行励磁的等价集中绕组并设定为wbr，将br相电流设定为ibr。假设对cr相定子磁极825和cr/相定子磁极826进行励磁的等价集中绕组并设定为wcr，将cr相电流设定为icr。这些电流关系形成下式。是与等式(1)、(2)、(3)相同的方式。
iabr＝iar+ibr(163)
ibcr＝ibr+icr(164)
icar＝icr+iar(165)
除了电机的模型符号r之外，图82的这些绕组名称、电流名称、电压名称等与图1的情况相同。但是，转子旋转角位置θr的机械角相差9倍。然而，如果用电气角来表达θr，则相同。示出了图1的电机的各电流、各电压的示例的图14的特性与以θr的电气角示出的图82的电机的各电流、各电压的波形形状相似，相同。在图82的电机的驱动中能够使用图6的驱动电路，但需要修正绕组的数量以将图1的电机变形为图2、图15的电机。
接着，对图82的电机的电流、电压、转矩、转速进行说明。在图1和图82的绕组的卷绕匝数、通电电流、转子直径相同的情况下，图82的电机将其小凸极的定子磁极spk多极化至3倍，因此绕组的交链磁通的旋转变化率变为3倍，简单地从逻辑上来看，产生3倍的电压、3倍的转矩。因此，在低速旋转且需要大转矩的用途中，是有效的电机。但是，驱动频率增大至3倍，因此转速极限变低，高速旋转特性降低。
图82的电机是第十七技术方案的一个示例，可以对配置于定子磁极的小凸极的定子磁极spk的数量、转子磁极的数量、各磁极的形状等进行多种变形。另外，虽然对图1、图2、图15的电机方式进行了说明，但也能够应用于定子磁极数量、转子磁极数量不同的其他种类的电机。也可以与上述永磁体的利用技术、连续电流控制技术等其他的技术结合使用，电机竞争力提高，并且非常有效。
实施例48
接着，在图82中添加虚线所示的洞来示出第十八技术方案的实施例，并进行说明。该图82的电机具有不仅改善低速旋转中的大转矩而且改善高速旋转的转矩特性的电机构成，并且对其控制方法进行说明。在电动汽车的主机用电机中，在爬坡驾驶等中，需要图10的运转区域a那样的大转矩特性，另一方面，在高速行驶时需要图10的运转区域b的高速旋转特性。为了兼顾并实现这两个运转区域a、b的特性，主机用电机和其控制控制尺寸增大，成本负担也增加。另外，由于图82的电机的缺陷，存在在低速旋转中会产生一些转矩脉动的问题，以及在高速旋转中会产生一些转矩脉动的问题。对于解决这些问题的方法也进行说明。另外，绕组不但可以是图82所示的全节距绕组、或者如图2、图15那样将各相绕组的数量设定为两个以上的电机、或者环形绕组，还可以是缠绕于各定子磁极的集中绕组。
图82的转子所示的虚线所示的82b、82d是开设在电磁钢板上的孔，是空间rap。而且，与rap磁性隔开的82c构成转子磁极rbp，相当于图1的转子磁极1k。在转子整圆周上制作四个82c那样的转子磁极rbp。转子的82a所示的小凸极的转子磁极rpk在整圆周上具有三十六个，因此比较可知转子磁极的数量为1/9。另外，82b、82d可以不是空间，而是磁阻较大的其他构件。
在高速旋转中，使用定子的821、822、823、824、825、826这六个定子磁极和转子82c等四个转子磁极rbp来进行驱动。在图82的示例中，与低速旋转相比，驱动频率变为1/9，简单来说，能够驱动至9倍的转速。另外，在转速从低速旋转变化到高速旋转时，或者以低速旋转和高速旋转之间的中间转速进行驱动的情况下，例如，能够以某转速进行切换。但是，转速切换中的频繁的切换动作在实用方面是一个问题。该问题也能够通过使转速增加中的切换转速和转速减少中的切换转速产生磁滞来解决。
另外，在图82的ar相、br相、cr相的定子磁极的小凸极的spk相对于转子的小凸极的rpk产生3.3°和6.7°的相位差，并且定子的824等较大磁极使用转子的82c等四个较大转子磁极rbp来进行驱动的情况下，存在产生由该相位差引起的误差的问题。作为对策，如图82的cr相定子磁极825的8251和8252的spk的示例所示，通过将一个spk分成两个并配置于相应的位置，能够将cr相定子磁极825的平均值的位置在圆周方向上移动而不改变该spk的功能。
如上所述，图82的电机可以进行兼顾低速旋转中的大转矩和高速旋转的驱动。即，能够增大基础转速和最大转速的比。其结果是，作为电动汽车的主机用电机，能够获得在爬坡驾驶等中的图10的运转区域a的大转矩，以及在高速行驶时的图10的运转区域b的高速旋转特性。通过该兼顾，能够使主机用电机及其控制装置小型化、低成本化。另外，在家电、工业机械等中也有很多需要宽转速区域的用途。
另外，作为其他问题，在低速旋转中，在定子821s等小凸极的定子磁极spk和转子82a等小凸极的转子磁极rpk中产生转矩的情况下，由于转子的孔rap转子侧的磁阻产生差异，因此存在转矩中产生差异的转矩脉动的问题。另一方面，在高速旋转中，使用定子的821、822、823、824、825、826这六个定子磁极和转子82c等四个转子磁极rbp来进行驱动。此时，上述spk和rpk位于各自的表面，并且转矩脉动。由于是高速旋转，所以变为高频分量的转矩脉动，但在转矩的实用上没有问题。然而，有时也会产生噪声的问题。
作为这些问题的对策，上述低速旋转中的转矩脉动是转子旋转位置固有的值，由于是比较低的频率分量，所以能够在控制上进行电流的振幅校正来抵消解决转矩脉动。而且，关于高速旋转中的转矩脉动，其频率分量较高，不存在转矩的实用问题。然而，也能够以减少噪声等为主要目的来对定子磁极、转子磁极的形状进行变形。
作为上述问题的其他对策，也能够通过设置两组图82的电机构成，来抵消上述转矩脉动。具体地，构成为具备由电机mot1和驱动装置drv1构成的电机系统msys1和由电机mot2和驱动装置drv2构成的电机系统msys2这两组，并且以两个电机系统msys1、msys2的总和来输出转矩。即，由两个图82那样的电机和两组图6那样的驱动电路组合而构成。
构成为在电机mot1的定子磁极spk与转子磁极rpk对置时，电机mot2的定子磁极spk与转子磁极rpk不对置的关系。当然，驱动装置drv1和drv2是不同的控制，并且通过不同的电流控制各自的电机mot1和mot2。另外，同时，对于转子的孔rap，也构成为在电机mot1的定子磁极821与转子的孔rap对置时，电机mot2的定子磁极821与转子的孔rap不对置的关系。构成为定子和转子之间的磁阻关系相反。将这样的两个电机系统msys1、msys2一体地组合而构成，能够抵消转矩脉动分量来进行驱动。
如上所述，这样组合而成的电机系统的特征在于，可以输出各自具有的特征即低速旋转中的大转矩，而且，可以进行高速旋转的驱动。除此之外，通过上述技术也能够减少转矩脉动，因此能够输出从低速旋转到高速旋转的高品质的转矩。另外，电动汽车的主机电机等所需的恒定输出特性的旋转区域宽度与以往电机的恒定输出特性的旋转区域宽度相比，在原理上能够获得数倍的特性，而且能够获得更适于电动汽车等的电机特性。
但是，由于驱动系统复杂，所以存在简化的问题。例如，将电机mot1和mot2尽可能接近配置在同轴上，以减少无用的空间。对于驱动装置drv1和drv2，可以实现运算单元的一体化、电路安装的一体化。而且，共用直流电压源，并列配置图6所示的drv1和drv2的晶体管组。在该情况下，为了获得目标电机输出，晶体管的总电流容量不会增加。另外，图82的电机是abr、bcr、car相的三相电机，但可以看出上述mot1和mot2，以及drv1和drv2是近似六相电机的构成。
另外，作为上述问题的其他对策，采用在一个电机的同一圆周上组装上述电机mot1和mot2这两个电机功能的构成。将图82设定为2极对的电机构成。但是，在该情况下，由于mot1和mot2产生的转矩相位为相反相位，所以如82c那样的转子磁极的数量是九个或十个，而不是四的2倍八个。mot1的定子磁极组和mot2的定子磁极组之间的圆周方向缝隙即槽稍微变宽。在外观上是一个电机，但仍需要上述drv1和drv2。
在该电机的绕组是全节距绕组的情况下，需要将mot1和mot2的圆周方向边界部的槽的电流设定为不同的电流值。然而，各绕组的电流方向是图82所示的电流方向，是相同的方向，因此可以通电。如等式(1)、(2)、(3)那样求出需要对圆周方向边界部的两个定子进行励磁的两个相的电流来通电即可。另外，在上述电机的绕组是集中绕组的情况下，当然，需要对圆周方向边界部的两个定子进行励磁的两个相电流由不同的绕组来通电，因此该问题不存在。
另外，上述转子的孔rap也可以代替地变更为磁阻较大的物质，也可以是增大磁阻的其他手段。另外，作为其他的电机构成，也能够通过三相到五相、七相等的电机的多相化来减少转矩脉动。也可以变更定子磁极数量、转子磁极数量。另外，在图82中，将小凸极spk、rpk图示为矩形形状，但若考虑周围的漏磁通、转矩脉动等，则也能够将矩形的角部设定为平滑的形状。同样地，对于驱动电流波形，也可以将矩形形状的角部设定为平滑的波形形状。
另外，这种兼顾低速旋转中的大转矩和高速旋转驱动的技术不仅能够应用于图82所示的全节距绕组，还能够应用于环形绕组、集中绕组。特别地，在转子轴方向长度较短，且电机直径较大的电机形状的情况下，全节距时的线圈端长度变长，铜损增加。在这样的情况下，集中绕组的电机可能能够降低铜损。另外，也可以与上述永磁体的利用技术、连续电流控制技术等其他的技术结合使用，电机竞争力提高，并且非常有效。
以上，对本发明进行了说明，但也可以对各技术方案的技术进行组合、各种变形、应用等。例如，在图15的电机中，能够使用第十技术方案的永磁体来缩小齿宽，并且减小磁通密度，进一步地，应用第十一至第十五技术方案的所有技术，通过图6的驱动电路进行驱动。进一步地，还能够增加第十六、第十七、第十八技术方案的技术。另外，在用于驱动电机的电路中的绕组配置中，在实施例等中说明的绕组中，能够调换同一相位电流、电压的绕组。能够将电机的极对数多极化为2极对、4极对等。能够选择各种定子磁极的数量、转子磁极的数量的组合。即，能够选择各种定子相数、转子极数。
对于电机形式，能够变形为外转子电机、轴向间隙电机，或者线性电机等，也可以与其他类型的电机复合。对于电机的复合，如图18所示，在电机的外形侧和内径侧组装两组电机，并且将外形侧定子和内径侧定子一体化，从而能够大大简化绕组的线圈端部。同样地，在转子轴方向上将第一和第二两个电机复合，并且将第一定子和第二定子一体化，从而能够大大简化绕组的线圈端部。进一步地，也能够将外径侧、内径侧、转子轴方向的第一、第二这四个电机一体化。
作为电机材料，能够使用压粉磁心、非晶钢板、不锈钢电磁钢板、高磁通密度的坡明德合金钢板等各种软磁体。也能够使用各种永磁体。也可以通过电机用电流来改变永磁体，或者通过专用的装置来改变永磁体。对于功率元件，也可以利用硅晶体管、功率mosfet、gan半导体、sio半导体等各种新的功率元件。另外，也可以利用利用了各绕组的感应电压、磁特性伴随转子的旋转而变化的无传感器位置检测技术。
产业上的可利用性
根据本发明，通过电机的铜损降低和利用效率较高的驱动电路，能够实现小型化、轻量化、低成本化。具体的用途是电动汽车的主机用电机、工业用电机、家电用电机等。另外，在本发明中，虽然也包括优先考虑单向旋转特性的技术，但空调驱动用电机、风扇用电机、家电用电机、电动汽车的主机用电机等优先考虑单向旋转的特性的用途较多。另外，本发明包括降噪、降低转矩脉动、增大峰值转矩、扩大高速旋转区域等技术，并且在很多用途中这些技术是有效的。
附图标记说明
67：ab1相绕组
68：ca1相绕组
69：bc1相绕组
6a：ab2相绕组
6b：ca2相绕组
6c：bc2相绕组
61、62、63、64、65、66：晶体管(功率元件)
6q、6k、6l、6m、6n、6p：二极管
6d、6e、6f、6g、6h、6j：再生用二极管
6s：电机驱动装置整体的控制电路
6r：直流电压源
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