多输出隔离电源、电源布置、自动化测试设备以及为自动化测试设备中的使用提供多个隔离输出电压的方法与流程

1.根据本发明的实施例涉及多输出隔离电源。
2.根据本发明的进一步实施例涉及电源布置。
3.根据本发明的进一步实施例涉及自动化测试设备。
4.根据本发明的进一步实施例涉及用于为自动化测试设备中的使用提供多个隔离输出电压的方法。
5.本发明的实施例概括而言涉及自动化设备测试，更具体而言涉及改善用于自动化设备测试的浮动v/i源的密度、成本和噪声(或者信噪比)。
6.根据本发明的实施例涉及一种在自动化测试设备中作为浮动v/i源使用的低矮外形、低成本和低噪声多输出隔离电源。


背景技术：

7.大多数自动化测试设备(automatic test equipment，ate)仪器都是非浮动的，并且(或者这意味着)其负输出端子连接到系统或者公共地(gnd)，并且电压电势是相对于gnd出现的。相反(或者与之形成对比)，浮动的v/i源，电压电势是从正端子输出到负端子输出出现的。无论是从正端子到gnd还是从负输出端子到gnd都没有导电连接。因此浮动v/i源的工作方式就像电池。
8.为了测试其中有高侧开关的下一代高功率设备，例如智能电源、pmic或汽车设备，ate浮动v/i源的必要性正在增大。图8图示了(dut 30的)高侧开关31和用于其测试(或者为了测试高侧开关31)的(ate 40的)浮动v/i 36之间的连接，。浮动v/i的正端子和负端子连接到高侧开关31(两端)，以便对开关施加电流。这解释了例如为什么需要浮动v/i。
9.通常v/i源由例如控制fpga、d到a转换器(d to a converter，dac)、a到d转换器(a to d converter，adc)、功率放大器和运算放大器(amp)等等构成。例如对于功率放大器和其他电路，电源是必需的。已发现，非浮动仪器可共享这些电源，因为电势是(或者它们的电势是)相等的，然而浮动仪器需要为每个通道提供独立的隔离电源，因为电势是(或者它们的电势是)不相等的。还发现，需要多个电压电平来支持这些电路。除了功率放大器电源以外的传统隔离市电电源是由多个小尺寸的低功率隔离式dc
‑
dc模块组成(或者构成)的。对这多个dc
‑
dc模块的使用增大了电路的面积，和/或增大了成本，和/或增大了开关噪声并且成为通道密度的限制。
10.因此，需要一种多输出隔离电源，和/或一种电源布置，作为自动化测试设备中的浮动v/i源使用，它在表面积、生产成本和信噪比之间提供了更好的权衡。


技术实现要素：

11.根据本发明的实施例创造了一种在自动化测试设备中作为浮动v/i源使用的多输出隔离电源。该多输出隔离电源包括多层印刷电路板(pcb)。该多输出隔离电源还包括平面
变压器，该平面变压器包括与不同输出通道相关联的多个次级绕组，布置在多层印刷电路板上或者其中。输出通道中的至少两个输出通道包括整流器和电压调节器或电流调节器。
12.这个多输出隔离电源是基于这样的发现的：平面变压器具有非常低矮的外形，具有优秀的热特性，具有较低的漏电感，具有优秀的可重复性，而且成本低于传统变压器。
13.此外，通常包括初级绕组和围绕同一磁芯的多个次级绕组的本发明的平面变压器被配置为提供由相同磁通驱动的多个次级输出电压。这有利于初级侧电路，因为一个初级侧驱动器电路可能就足够了。
14.另外，通常包括初级绕组和围绕同一磁芯的多个次级绕组的本发明的平面变压器通过设置次级绕组的匝数比，是易于设计的。此外，平面变压器提供了初级绕组和次级绕组之间的隔离。
15.在优选实施例中，多输出隔离电源包括高频转换速率受控推挽驱动器，其被配置为驱动平面变压器的初级绕组。因此，虽然在传统的解决方案中，在开关的关断期间，漏电感会造成很大的非理想电压尖峰，并且成为辐射电磁干扰(emi)，但通过控制开关电压转换速率和开关电流转换速率，可以降低不理想的电压尖峰，使得dc/dc(转换器)成为低噪声(emi)电压供给。
16.在优选实施例中，多输出隔离电源的平面变压器的磁芯是铁氧体磁芯。铁氧体磁芯因其高磁导率及其低电导率而被使用。这两个属性使铁氧体可以防止涡流，从而得到了更高效的平面变压器。另外，铁氧体磁芯比其他材料(例如硅钢)制成的磁芯更便宜。此外，铁氧体磁芯很容易装入多层pcb的孔中。
17.在优选实施例中，多输出隔离电源的整流器中的至少一者包括肖特基二极管。肖特基二极管具有非常低的切入电压、非常低的开关时间、非常低的功率消耗和可忽略的存储时间，从而形成了快速响应的整流器。
18.在优选实施例中，多输出隔离电源的电压或电流调节器中的至少一者包括低压差电压调节器(ldo)或者齐纳二极管，从而为电压调节或电流调节提供了简单而廉价的解决方案。
19.在优选实施例中，多输出隔离电源的输出通道之一包括开关dc/dc转换器和线性电压调节器(linear voltage regulator，ldo)。开关dc/dc转换器的输入和线性电压调节器(ldo)的输入耦合到相应输出通道的次级绕组。从而，多输出隔离电源的单个次级绕组被用来利用线性电压调节提供第一输出电压，并且利用开关dc/dc转换器提供第二输出电压。因此，有可能将平面变压器次级绕组的数目保持到合理地小，因为有可能利用单个次级绕组以良好的效率提供多个输出电压。
20.在优选实施例中，多输出隔离电源的次级绕组中的至少一者被配置为双输出绕组，其中该双输出绕组的抽头耦合到多输出隔离电源的次级参考电势。多输出隔离电源被配置为利用由双输出绕组提供的电压的整流和调节来提供相对于次级参考电势的两个不同极性的电压；从而，允许了提供(多个)对称的输出电压和/或允许了进一步减少次级绕组的数目。
21.根据本发明的另一实施例创造了一种电源布置。该电源布置包括被配置为提供一个或多个输出电压的隔离原始电源。该电源布置还包括放大器，该放大器被配置为在原始电源的一个或多个输出电压的基础上提供电压以提供给dut。该电源布置还包括辅助电源，
该辅助电源被配置为为一个或多个驱动电路和为一个或多个测量电路提供多个辅助电压，这些驱动电路被配置为向放大器提供驱动信号，并且这些测量电路被配置为测量提供给dut的电流和/或电压，其中该辅助电源是多输出隔离电源。
22.这个电源布置是基于这样的发现的：所发明的多输出隔离电源具有低矮外形，具有更好的热特性，具有较低的漏电感，具有改善的可重复性，而且成本低于传统的多输出隔离电源。
23.在优选实施例中，原始电源的次级参考电势(cgnd)相对于初级参考电势(pgnd)是浮动的，并且原始电源的次级参考电势(cgnd)与辅助电源的次级参考电势(cgnd)相同，为通道模块的v/i通道提供公共地。
24.在优选实施例中，电源布置的辅助电源的平面变压器包括绕组，该绕组耦合到原始电源的输出电压(c+raw)之一，从而提供与原始电源的输出电压(c+raw)有关的电压(c+boost)。从而，可以不费力地提供电压来驱动放大器的放大元件(例如晶体管)。
25.根据本发明的另一实施例创造了一种自动化测试设备(ate)，它包括多输出隔离电源或者电源布置。
26.该自动化测试设备是基于这样的发现的：所发明的多输出隔离电源和所发明的电源布置具有低矮外形，具有更好的热特性，具有较低的漏电感，具有改善的可重复性，而且成本低于传统的多输出隔离电源。
27.根据本发明的进一步实施例创造了各自的方法。
28.然而，应当注意，这些方法是基于与相应装置相同的考虑的。另外，这些方法可以由本文关于装置描述的任何特征、功能和细节来补充，既可单独也可组合地。
附图说明
29.随后将参考附图描述根据本技术的实施例，附图中：
30.图1示出了ate浮动v/i源的示意图，其包括所需的电源并且可选地连接到dut；
31.图2示出了传统的多输出隔离市电电源的示意图；
32.图3示出了所发明的多输出隔离市电电源的实施例的示意图；
33.图4示出了传统的多输出隔离市电电源的3d模型；
34.图5示出了所发明的多输出隔离市电电源的实施例的3d模型；
35.图6示出了平面变压器的示意性表示，该平面变压器由(或者包括)多层pcb和铁氧体平面磁芯构成。
36.图7示出了平面变压器的简化示意性表示；
37.图8示出了浮动v/i源用于高侧开关测试的简化示意图；
38.图9根据本发明的实施例示出了多输出隔离电源的示意性表示；并且
39.图10示出了根据本发明的实施例的方法的流程图。
具体实施方式
40.在下文中，将描述不同的创造性实施例和方面。另外，进一步的实施例将由所附权利要求来定义。
41.应当注意，由权利要求定义的任何实施例都可由本文描述的任何细节(特征和功
能)来补充。而且，本文描述的实施例可单独使用，也可以可选地由权利要求中包括的任何细节(特征和功能)来补充。
42.而且，应当注意，本文描述的个体方面可单独使用或者组合使用。从而，可将细节添加到所述个体方面中的每一者，而不将细节添加到所述方面中的另一者。
43.还应注意，本公开明确或隐含地描述了可用于多输出隔离电源中、电源布置中和/或自动化测试设备中的特征。从而，本文描述的任何特征都可在多输出隔离电源、电源布置和/或自动化测试设备的情境中使用。
44.另外，本文公开的与方法有关的特征和功能也可用于(被配置为执行这种功能的)装置中。此外，本文公开的与装置有关的任何特征和功能也可用于相应的方法中。换言之，本文公开的方法可由关于装置描述的任何特征和功能来补充。
45.从下面给出的详细描述以及从本发明实施例的附图中将更充分地理解本发明，然而，这不应被视为将本发明限制到所描述的具体实施例，而只是为了说明和理解。
46.1.根据图1的实施例
47.图1示出了ate的电源布置的通道模块1的示例示意图，其中有8个浮动v/i通道2中的一个，它可选地连接到dut 25。例如，每个v/i通道2通过隔离的原始电源3连接到第一电压供给22，并且通过隔离的辅助电源4连接到第二电压供给21，该辅助电源4可被视为隔离市电电源。另外，在与通道模块1相关联的通道fpga 23和与v/i通道2相关联的控制fpga 5之间有隔离连接(隔离器)16。
48.隔离器16在通道fpga 23和控制fpga 5之间转化和/或传送数字信号，因为两个gnd(或者两个参考电势)具有不同的电势。
49.每个v/i通道2被配置为可选地通过高力端子12和低力端子15并且通过高感端子13和低感端子14与dut 25连接。
50.高感端子13和低感端子14连接到电压测量电路11。电压测量电路11连接到adc 9。
51.高力端子12由放大器(amp)6驱动。低力端子15、隔离原始电源3的一个或者多个次级绕组、隔离辅助电源4的次级绕组以及控制fpga 5连接到v/i通道2的公共地(cgnd)18。
52.amp 6由dac 7驱动，并且由专用的隔离原始电源3供电。amp 6提供的电流由电流测量电路10测量。电流测量电路10连接到adc 8。用于功率放大器的隔离原始电源在本发明中没有涉及。换言之，隔离原始电源的细节与本发明无关。
53.控制fpga 5、dac 7、adc 8、adc 9、电流测量电路10和电压测量电路11由隔离辅助电源4的多个输出电压电平供电。
54.换言之，图1是ate浮动v/i通道模块1的示例框图，该模块上包括八个v/i通道2。每个通道具有用于amp 6的专用隔离原始电源3和用于控制fpga 5、dac 7、adc 8、adc 9、电流测量电路10和电压测量电路11的隔离市电电源4，其对于这些电路有多个输出电压电平。通道模块负端子被称为低力15并且连接到cgnd 18，cgnd 18是v/i通道2的公共gnd(或者公共参考电势)。隔离器16在通道fpga 23和控制fpga5之间转化数字信号，因为两个gnd(或者两个电路部分的参考电势)具有不同的电势。
55.隔离辅助电源是多输出隔离电源。在这个示例示意图中，显示了隔离市电电源4的输出的十个不同的电压电平。
[0056][0057]
表格1
[0058]
表格1显示了隔离市电电源4的每个电压电平(“信号名称”)的要求及其电压值(“输出电压”)，它连接到何处(“连接到”)，电流最大值(“电流最大值”)和它用于何处或者用于什么(“用于”)。
[0059]
2.根据图2的实施例
[0060]
图2示出了传统的多输出隔离电源的示意图，该电源被配置为提供多个辅助电压146至157。传统的多输出隔离电源包括由vin 100驱动的多个隔离式dc/dc转换器103至108。
[0061]
dc/dc转换器的次级电压由低压差电压调节器(low drop out voltage regulator，ldo)109至116或者齐纳二极管117、118调节。
[0062]
dc/dc转换器的初级侧接地到acom 101。dc/dc转换器的次级电压和ldo被接地到cgnd 102。dc/dc转换器的初级和次级接地，acom 101和cgnd 102，由多个解耦电容器c125至c130连接。
[0063]
换言之，图2图示了实现表格1要求的传统市电电源框图的示例。从表格1的要求来看，理解为(或者可理解为)若干个1
‑
2w级的单输出或双输出隔离式dc
‑
dc转换器可达成和/或实现该电路。在图2的情况中，使用了六个隔离式dc/dc模块。为了最小化面积，选择了小尺寸的隔离式dc/dc模块。在大多数情况下，这些小尺寸的隔离式dc/dc转换器的输出是未调节的，并且为了具有经调节的电压，需要后置电压调节器。ldo主要用于具有和/或提供精确的电压，并且最小化功率耗散。如果电压精度不是问题，则齐纳二极管被用于电压/电流调节。
[0064]
隔离式dc/dc转换器103是用于3.3v、2.5v、1.8v和1.0v输出电压的单输出未调节模块。ldo 109、110、111和112被用来调节这些输出电压。
[0065]
隔离式dc/dc转换器104是用于+5.0v和
‑
5.0v的双输出未调节模块。ldo 113和114用于调节这些输出电压。
[0066]
隔离式dc/dc转换器105是用于16.5v的单输出未调节模块。ldo115用于调节输出电压。隔离式dc/dc转换器106是用于
‑
16.5v的单输出未调节模块。ldo 116用于调节输出电
压。
[0067]
注意+16.5v和
‑
16.5v都要求1.65w功率，因此在这种情况下不能使用双输出隔离式dc/dc转换器。
[0068]
隔离式dc/dc转换器107是用于c+boost的单输出未调节模块。齐纳二极管117用于调节输出电压。隔离式dc/dc转换器108是用于c
‑
boost的单输出未调节模块。齐纳二极管118用于调节输出电压。
[0069]
注意c+boost和c
‑
boost的公共电压电势都不相等，因此在这种情况下不能使用双输出隔离式dc/dc转换器。
[0070]
c125至c130是共模解耦电容器，用于降低每个隔离式dc/dc模块的共模噪声。输出电容器c131至c145例如被配置为保持和滤波。
[0071]
3.根据图3的实施例
[0072]
图3示出了所发明的多输出隔离电源的实施例的示意图，该电源被配置为提供多个辅助电压260至269。
[0073]
所发明的多输出隔离电源包括平面变压器206。平面变压器206包括初级绕组208，铁氧体磁芯207和多个次级绕组209至213。
[0074]
初级绕组208被配置为由转换速率受控的推挽驱动器280驱动，该驱动器被配置为由输入电压vin 200供电。转换速率受控的推挽驱动器280被接地到acom 101。
[0075]
多个次级绕组209至213缠绕在同一个铁氧体磁芯207上。由多个次级绕组209至213提供的多个次级电压被多个整流二极管d228至d241整流，并且被多个ldo 214至216和218至221和/或一个或多个dc/dc转换器217和/或一个或多个齐纳二极管222、223调节。
[0076]
次级绕组209至213和ldo 214至216和218至221以及dc/dc转换器217被接地到cgnd 202。
[0077]
平面变压器206的次级绕组的抽头所耦合到的初级接地acom 201和次级接地cgnd 202由多个共模噪声解耦电容器c224至c227连接。通过使用高频转换速率受控驱动器280，可减少共模解耦电容器的量。输出电容器c242至c257被配置为保持和滤波。
[0078]
换言之，图3图示了多输出隔离市电电源的实施例，它由例如转换速率受控推挽驱动器280、平面变压器206、整流二极管228至241、ldo、dc/dc模块217或者齐纳二极管214至216和218至223构成。推挽式dc变压器拓扑结构是一种非常明确直接的开关电源(拓扑结构)。两个开关以50％占空比被不同相地接通。在开关接通时间期间，vin 200被施加在变压器的初级侧两端(或者被施加到变压器的初级侧)。变压器的次级侧的电压就是vin 200乘以匝数比。二极管被配置成对次级电压进行整流并且生成输出电压。
[0079]
该拓扑结构的一些优点是：
[0080]
1)通过设置匝数比，可以很容易地提高或者降低输入电压。
[0081]
2)变压器在输入侧和输出侧之间提供隔离。
[0082]
3)每个开关周期在变压器两端以相反的极性施加vin 200。因此，变压器磁芯永远不会饱和，并且单独的复位电路是不必要的。变压器两侧的不平衡可最终导致变压器饱和。而且，在开关的关断期间，漏电感会导致大的不理想的电压尖峰，并且成为辐射电磁干扰(electromagnetic interference，emi)。通过控制开关电压转换速率和开关电流转换速率，可降低不需要的电压尖峰，使得dc/dc成为低噪声(emi)电压供给。
[0083]
在下文中，将描述根据图3的电路300的一些额外细节。
[0084]
如前所述，电路300包括平面变压器206，它包括初级绕组208。初级绕组208具有中心抽头208b，它连接到输入电压vin200。初级绕组208的第一端208a连接到转换速率受控推挽驱动器280的第一输出swa203，并且第二端208c连接到转换速率受控推挽驱动器280的第二输出swb204。因此，转换速率受控推挽驱动器280可驱动平面变压器的初级绕组208，以引起两个不同方向的磁通。
[0085]
平面变压器206包括第一次级绕组209，它包括第一端209a、抽头209b和第二端209c。例如，第一次级绕组209被用来提供四个输出电压260、261、262、263。
[0086]
第一次级绕组209的第一端209a和第二端209c经由二极管d228、d229耦合到电容器c242的第一端子，从而形成全波整流器。次级绕组209的抽头209b和电容器c242的第二端子都连接到参考电势202(cgnd)。
[0087]
第一低压差调节器214的输入耦合到电容器c242的第一端子，并且第一低压差调节器214在其输出处提供第一供给电压260，其例如可以取3.3v的值。另外两个低压差调节器215、216的输入耦合到第一低压差调节器214的输出。第二低压差调节器215在其输出处提供例如2.5v的电压，并且第三低压差调节器216在其输出处提供例如1.8v的电压。因此，功率耗散被分割在第一低压差调节器214和第二低压差调节器215以及第三低压差调节器216之间。
[0088]
另外，dc/dc转换器217的输入耦合到电容器c242的第一端子。例如，在dc/dc转换器217的输出处提供1.0v的电压。应当注意，在dc/dc转换器217的输出处提供的电压通常比低压差调节器214、215、216提供的输出电压小。因此，提供1.0v的输出电压时可避免高损耗，同时不需要为提供1.0v的输出电压263而有额外的次级绕组。
[0089]
另外，第二次级绕组210用于提供两个具有相反极性的输出电压264、265。第二次级绕组210包括第一端210a，抽头210b和第二端210c。抽头210b耦合到与参考电势cgnd。第二次级绕组210的第一端210a和第二端210c经由二极管230、232耦合到电容器c244，从而使得电流可从第二次级绕组210的两端210a、210c(在正电流方向上)流向电容器c244的第一端子。电容器c244的第二端子连接到参考电势cgnd。因此，电容器可被充电以其第一端子和第二端子之间的正电压。电容器c244的第一端子也连接到低压差调节器218的输入，该调节器在其输出处提供例如5.0v的供给电压266。
[0090]
另外，第二次级绕组210的第一端210a和第二端210c利用二极管耦合到电容器c245的第一端子，从而使得电流可从电容器c245的第一端子(在正电流方向上)流向第二次级绕组210的两端210a、210c。电容器c245的第二端子连接到参考电势cgnd。因此，电容器c245可经由二极管231、233在其第一端子和第二端子之间以负电压充电。低压差调节器219的输入耦合到电容器c245的第一端子，并且低压差调节器219的输出提供例如
‑
5.0v的供给电压265。
[0091]
总而言之，包括抽头或者中心抽头210b的第二次级绕组210可用于提供两个供给电压264、265，这两个电压可具有相反的符号，或者甚至可能是对称的供给电压。
[0092]
第三次级绕组211用于提供供给电压266和267，这两个电压例如可包括不同的极性，并且例如可取值为+16.5v和
‑
16.5v。用于提供供给电压266和267的电路例如可在结构上与用于提供供给电压264、265的电路相同，这在图3中很容易看出。因此，这里将省略详细
的论述。
[0093]
第四次级绕组212用于在c+boost 268和c+raw 258之间提供一个输出电压。第四次级绕组212包括第一端212a，抽头212b和第二端212c。第四次级绕组212的第一端212a和第二端212c经由二极管d238和d239耦合到电容器248，从而使得电流可从第四次级绕组212的两端212a、212c(在正电流方向上)流向电容器c248的第一端子。电容器c248的第二端子连接到抽头212b。电容器c248的第一端子还连接到齐纳二极管vz222的阴极。电容器c248的第二端子还连接到齐纳二极管vz222的阳极。齐纳二极管vz222的阴极还连接到输出端子c+boost 268。齐纳二极管vz222的阳极还连接到输出端子c+raw 258。因此，可以达到端子c+boost处的电势比端子c+raw处的电势高，高的幅度是齐纳二极管vz222的齐纳电压。
[0094]
第五次级绕组213用于在c
‑
boost 269和c
‑
raw 259之间提供供给电压。用于在c
‑
boost 269和c
‑
raw 259之间提供供给电压的电路例如可在结构上与用于在c+boost 268和c+raw 258之间提供供给电压的电路相同，这从图3可以看出。因此，这里将省略详细的论述。
[0095]
4.根据图4的3d模型
[0096]
图4示出了在8通道(8ch)浮动v/i源中实现的传统市电电源的3d模型。由红色或粗线410指示的传统多输出隔离电源的区域400显示了市电电源的部分或区域。在该区域中可看到总共四个隔离式dc/dc模块。另外两个dc/dc模块被安装在pcb的另一侧。看着这个图像或者模型，可以理解的是，多个市电电源需要相当大的板面积。同样可理解的是，传统市电电源的面积成为了实现更高数目的v/i源通道的障碍。
[0097]
5.根据图5的3d模型
[0098]
图5示出了在13通道(16ch)浮动v/i源中实现的所发明的市电电源的实施例的3d模型。由红色或粗线510指示的所发明的多输出隔离电源的区域500显示了市电电源的所有部分。可以看到转换速率受控驱动器、一个铁氧体磁芯和多个ldo和其他组件。平面变压器绕组被嵌入在pcb中。
[0099]
可以理解的是，与图4的红色区域相比，图5的读取(或者红色)区域显著减小了。
[0100]
隔离式dc
‑
dc转换器相对来说比较昂贵，也很耗费面积。或者，可以使用定制的变压器来代替平面变压器。然而，定制的变压器是昂贵的，而且它们外形不低矮。因此，与传统的市电多路电源相比，所发明的多路隔离市电电源的面积和成本可得以减小。表格2显示了所发明的多路隔离电源与传统的多路隔离电源的现实示范性比较。
[0101][0102]
表格2
[0103]
6.根据图6的平面变压器
[0104]
图6示出了平面变压器600的示意性表示，其例如可以是平面变压器206或者平面变压器970的平面变压器。平面变压器600被布置在多层pcb 610上和/或其中(例如，其上安装着转换速率受控推挽驱动器、整流器、低压差电压调节器、dc/dc转换器等等的组件的多层pcb)。平面变压器600包括铁氧体平面e型磁芯620和多个蚀刻在pcb 610的层上或者层中的螺旋图案，以形成“绕组”，取代传统类型变压器的线匝。多个蚀刻的螺旋图案缠绕在共同
的铁氧体平面e型磁芯620上，与不同的输出通道相关联，并且被布置在pcb 610的不同层上或不同层中。
[0105]
平面变压器的重要优点例如是：非常低矮的外形，优秀的热特性，低漏电感和优秀的属性可重复性。
[0106]
7.根据图7的平面变压器
[0107]
图7示出了平面变压器701的简化示意性表示，例如连同初级驱动电路和次级电路。该平面变压器例如可取代平面变压器206，并且次级电路例如可以是输出通道260至269的输出通道，并且输出电压vo例如可以是输出电压260至269之一。
[0108]
初级绕组的抽头701b耦合到输入电压vin 710。初级绕组(或者更准确地说是其一端701c)被配置为通过fet开关720接地，该开关例如可以是转换速率受控推挽驱动器280的一部分。次级绕组中感应的电压由肖特基二极管730整流并且由ldo晶体管740调节。肖特基二极管730可例如是整流二极管d228至d241之一，并且ldo晶体管740可例如是ldo214至216或者218至221之一。
[0109]
在下文中，提供了图7中所示的电路的一些设计考虑。
[0110]
这里：
[0111]
v
in
：输入电压
[0112]
i
d
：输入电流
[0113]
v
ds
：由铜电阻(dcr)和fet开关(r
ds
)引起的电压下降
[0114]
v
f
：整流器正向电压
[0115]
v
do
：ldo下降电压
[0116]
eff：效率
[0117]
n
p
：初级绕组匝数
[0118]
n
s
：次级绕组匝数
[0119]
ldo v
i
的输入电压要求：
[0120]
v
i
≥v
o
+v
do
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0121]
可利用以下简化式子来描述绕组比率(或匝数比率)：
[0122][0123]
这里，eff主要是由交叉传导防止(制造前的制动)电路和驱动器中的或者驱动器的两个开关的转换速率控制引起的。另外，它还包含(或者遭受)磁芯损耗、集肤效应，等等，但与交叉传导损耗相比，(它们中的)大多数是可忽略的。
[0124]
可从上述式子中描述v
i
：
[0125][0126]
从这些式子，整流二极管被用于肖特基二极管，其v
f
很小。另外，如果r
ds
很大，则v
i
被降低并且总效率被降低。为了降低r
ds
，需要输出电流的初级和一些次级绕组使用并联的蚀刻图案。
[0127]
例如，为了满足表格1的输出要求，需要五个次级绕组。为了在有限的pcb层中实现所需的绕组，必须考虑绕组的数目。由于次级绕组是初级绕组的比率(或者是由初级绕组的比率定义的)，因此最小化初级绕组是至关重要的。
[0128]
计算高频平面变压器的下一步通常是选择适当的磁芯。然后计算初级匝数n
p
，因为这决定了铁芯内的磁通密度(以便)在操作期间不饱和。磁通密度的变化δb和初级绕组n
p
可描述如下
[0129][0130]
或者
[0131][0132]
这里：
[0133]
δb：磁通密度的变化
[0134]
t：输入波形的周期
[0135]
a
min
：最小磁芯截面
[0136]
磁通密度的变化δb取决于频率f＝1/t和匝数n
p
。频率和匝数越高，磁通密度的变化就越小。现在可计算出最小匝数n
p
以确保不超过一定的磁通密度变化δb。饱和磁通密度为+/
‑
0.3t，(这意味着δb＝0.6t)不能正常用于高频变压器。在推挽式转换器中，每时钟周期都要绕过磁滞环，会造成不可接受的损失，即发热。如果没有关于磁芯损耗和热阻的进一步信息，则在通常的频率下(20khz到1mhz)，δb应当被限制到δb＝0.3...0.2t。基本上a
min
决定了铁氧体磁芯的尺寸。为了减少初级绕组的数目n
p
，驱动器频率被选择为400khz。然后从式(3)计算每个次级绕组209
‑
213n
s
。
[0137]
式(3)中描述的次级输出电压v
i
由效率和电流i
d
改变。因此每个输出电压都是未调节的，并且对于其输出也需要lod或齐纳二极管。例如，c+1v0输出要求更大的电流，小尺寸的dc/dc被用来假装大的ldo功率耗散和效率损耗。
[0138]
上述设计考虑中的一个或多个可例如被应用于根据图3的多输出隔离电源300中。
[0139]
8.根据图8的配置
[0140]
图8示出了(dut 30的)高侧开关31和用于其测试(或者为了测试高侧开关31)的(ate 40的)浮动v/i源36之间的连接的简化示意图。浮动v/i的正端子和负端子连接到高侧开关31(两端)，以便对开关施加电流。浮动v/i源36由接地的gnd 33非浮动电源38供电。
[0141]
这解释了例如为什么要求有浮动v/i。
[0142]
9.根据图9的实施例
[0143]
图9示出了被配置为提供多个输出电压(uout)981、982的多输出隔离电源的示意性表示。多输出隔离电源包括布置在多层pcb上或者其中的平面变压器970。平面变压器970包括初级绕组941和围绕共同铁氧体磁芯960的多个次级绕组951、952。多个次级绕组951、952与不同的输出通道相关联，并且被布置在pcb的不同层上或者不同层中。多个次级电压首先被多个整流器911、912整流，然后被多个电压调节器981、982或者多个电流调节器981、982调节。
[0144]
此实施例可以可选地由这里描述的任何特征和功能和细节来补充。
[0145]
10.根据图10的方法
[0146]
图10示出了根据本发明的实施例的方法的流程图。
[0147]
该方法包括利用平面变压器提供1010与不同输出通道相关联的多个次级电压。
[0148]
该方法还包括对次级电压进行整流1020以获得整流的次级电压。
[0149]
该方法还包括在整流的次级电压的基础上利用电压调节或者电流调节提供1030输出电压。
[0150]
此方法是基于与上述实施例相同的考虑的。而且该方法可以由本文描述的任何特征、功能和细节来补充。
[0151]
11.进一步实施例
[0152]
提出了为自动化测试设备(ate)浮动电压/电流(v/i)源创建多输出隔离市电电源的实施例。该多输出隔离电源包括：
[0153]
a.高频转换速率受控推挽驱动器；
[0154]
b.平面变压器，其包括与浮动v/i源通道模块嵌入在相同的多层印刷电路板(pcb)中的用于多个输出电压的多个次级绕组；
[0155]
c.用于平面变压器的铁氧体磁芯；
[0156]
d.整流器，其包括肖特基二极管和电容器；
[0157]
e.低压差(ldo)电压调节器；
[0158]
f.dc
‑
dc转换器；以及
[0159]
g.齐纳二极管。
[0160]
从而多输出隔离市电电源具有低矮外形、低成本和低噪声特征，这使得ate浮动v/i源能够具有低噪声和更多的通道。
[0161]
此实施例可以可选地由这里描述的任何特征和功能和细节来补充。