功率转换装置及电动助力转向装置的制作方法

1.本发明涉及功率转换装置及电动助力转向装置。


背景技术：

2.现有的逆变器装置(例如，参照专利文献1)构成为具备包含高电位侧的开关元件和低电位侧的开关元件的逆变器电路、控制逆变器电路的控制器、以及用于对输出电压进行平滑化的平滑电容器。
3.专利文献1所述的逆变器装置中，在将逆变器的各开关元件切换控制为导通和关断时，使用对向逆变器电路输入的输入电流的纹波大小进行评估的评估公式。在该逆变器装置中，使用该评估公式，选择第一载波波形和第二载波波形中的任一个作为与用于控制施加到三相电动机的相电压的相电压指令进行比较的载波信号。现有技术文献专利文献
4.专利文献1：日本专利第5447136号公报非专利文献
5.非专利文献1：电气学会
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关于无传感器矢量控制的整理的调查专业委员会，“交流驱动系统的无传感器矢量控制”，株式会社欧姆公司，平成28年9月25日，p.70(参照表1
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3)


技术实现要素：

发明所要解决的技术问题
6.此处，作为第一例，在上述的逆变器装置中，应用了设置有串联连接至逆变器电路的低电位侧的开关元件并检测流过三相电动机的相电流的电流检测器的结构，在该情况下，需要考虑电流获取定时。此处所说的电流获取定时是指控制器获取电流检测器的检测值的定时。
7.即，在上述的逆变器装置中，需要使低电位侧的开关元件导通的定时与电流获取定时一致。然而，在上述的逆变器装置中，低电位侧的开关元件导通的定时根据所选择的载波波形而不同，因此电流获取定时不同。
8.作为第二例，在上述逆变器装置中，应用了设置检测从直流电源输入到逆变器电路的母线电流的电流检测器并且根据电流检测器检测到的母线电流求取相电流的结构，即使在这样的情况下，也同样地需要考虑电流获取定时。
9.如上所述，在上述逆变器装置中，虽然应当考虑电流获取定时，但是在专利文献1中未具体提及上述电流获取定时。此外，根据电流获取定时的不同，控制器获得的相电流的值的精度可能会劣化。
10.本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种能够抑制由控制器获得的相电流的值的精度劣化的功率转换装置、以及具有该功率转换装置的电动助力转向装置。
用于解决技术问题的技术手段
11.本发明的功率转换装置包括：逆变器，该逆变器具有对应于三相的各相而进行设置的高电位侧开关元件和低电位侧开关元件，通过将各开关元件切换为导通和关断，从而将直流电源输出的直流电压转换为交流电压并输出交流电压；电流检测器，该电流检测器与逆变器的各低电位侧开关元件串联连接，分别检测三相的相电流的值作为相电流检测值；以及控制器，该控制器运算三相的相电压指令，并根据运算出的三相的相电压指令控制逆变器，控制器进行下述动作：将三相的相电压指令中的至少一相的相电压指令与第一载波信号进行比较，并将三相的相电压指令中的剩余相的相电压指令与相位与第一载波信号相差第一载波信号的载波周期的1/2周期的第二载波信号进行比较，由此将逆变器的各开关元件切换控制为导通和关断，在定时a从电流检测器获取作为被与第一载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第一相的相电流检测值的第一相电流检测值，并基于在该定时所获取的第一相电流检测值，来运算与第一相对应的第一相电流运算值，在定时b从电流检测器获取作为被与第二载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第二相的相电流检测值的第二相电流检测值，并基于在该定时获取的第二相电流检测值，来运算与第二相对应的第二相电流运算值。
12.本发明的功率转换装置包括：逆变器，该逆变器具有对应于三相的各相而进行设置的高电位侧开关元件和低电位侧开关元件，通过将各开关元件切换为导通和关断，从而将直流电源输出的直流电压转换为交流电压并输出交流电压；电流检测器，该电流检测器检测从直流电源输入到逆变器的母线电流的值作为母线电流检测值；以及控制器，该控制器运算三相的相电压指令，并根据运算出的三相的相电压指令来控制逆变器，控制器在针对三相的相电压指令按值从大到小的顺序设为最大相电压指令、中间相电压指令和最小相电压指令时，应用将三相的相电压指令分别相等地移位以使最大相电压指令与第一载波信号的最大值相一致的第一电压移位方式、或者将三相的相电压指令分别相等地移位以使最小相电压指令与第一载波信号的最小值相一致的第二电压移位方式，将移位后的三相的相电压指令中的至少一相的相电压指令与第一载波信号进行比较，并将移位后的三相的相电压指令中的剩余相的相电压指令与相位与第一载波信号相差第一载波信号的载波周期的1/2周期的第二载波信号进行比较，由此将逆变器的各开关元件切换控制为导通和关断，在定时a和定时b的各定时从电流检测器获取母线电流检测值，并基于在各定时所获取的母线电流检测值，运算被与第一载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第一相所对应的第一相电流运算值、以及被与第二载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第二相所对应的第二相电流运算值，定时a和定时b是互不相同的定时，且是母线电流从直流电源流向逆变器的定时。
13.本发明的电动助力转向装置具备上述功率转换装置。发明效果
14.根据本发明，可获得能够抑制由控制器获得的相电流的值的精度劣化的功率转换装置、以及具有该功率转换装置的电动助力转向装置。
附图说明
15.图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。
图2是表示本发明的实施方式1中u相、v相以及w相各自的相电流检测值的时间变化的第一例的时序图。图3是表示本发明的实施方式1中u相、v相以及w相各自的相电流检测值的时间变化的第二例的时序图。图4是表示本发明的实施方式1中u相、v相以及w相各自的相电流检测值的时间变化的第三例的时序图。图5是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的整体结构的图。图6是表示本发明的实施方式2中根据导通关断信号的模式而输出的电压矢量的表。图7是表示图6的电压矢量的图。图8是表示本发明的实施方式2中母线电流检测值的时间变化的第一例的时序图。图9是表示本发明的实施方式2中母线电流检测值的时间变化的第二例的时序图。图10是表示本发明的实施方式2中电流矢量的图。图11是表示本发明的实施方式2中根据电流矢量的电流相位而选择的电压移位方式的表。图12是表示本发明的实施方式3的功率转换装置的整体结构的图。图13是表示本发明的实施方式3的位置推测器的结构的图。图14是表示本发明的实施方式4的电动助力转向装置的整体结构的图。
具体实施方式
16.下面，使用附图，基于优选实施方式对本发明的功率转换装置和电动助力转向装置进行说明。此外，在附图的说明中，对同一部分或相当部分标注同一标号，并省略重复说明。
17.实施方式1图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。另外，图1还图示出连接到功率转换装置的输入侧的直流电源3和连接到其输出侧的交流旋转电机1。
18.如图1所示，本实施方式1中的功率转换装置包括平滑电容器4、逆变器6、电流检测器7和控制器8。
19.交流旋转电机1是具有由u相绕组u、v相绕组v和w相绕组w构成的三相绕组的三相交流电动机。作为交流旋转电机1的具体例，可以列举永磁体同步电动机、感应电动机、同步磁阻电动机等，但作为交流旋转电机1，只要是具有三相绕组的电动机，则可以使用任何种类的电动机。这里，例示了使用非凸极型永磁体同步电动机作为交流旋转电机1的情况。
20.位置检测器2设置于交流旋转电机1。位置检测器2检测交流旋转电机1的旋转位置θ，并将检测到的旋转位置θ输出到控制器8。
21.直流电源3具有高电位侧端子和低电位侧端子，并将直流电压vdc作为两端子间的电压输出到逆变器6。作为直流电源3，包括电池、dc
‑
dc转换器、二极管整流器、pwm(pulse width modulation：脉宽调制)整流器等输出直流电压的所有设备。
22.平滑电容器4并联设置在直流电源3和逆变器6之间。平滑电容器4与直流电源3并联连接，抑制输入到逆变器6的直流电压vdc的变动从而实现稳定的直流电压。电流ic流过
平滑电容器4。
23.电感5表示包含于直流电源3内部以及从直流电源3到平滑电容器4的布线中的电感值。通常，在功率转换装置中，共模扼流线圈作为噪声滤波器连接到直流电源3附近，以抑制从逆变器6流出到直流电源3的噪声。这样的噪声滤波器的电感值也包含于电感5中。电流ib流过电感5。
24.逆变器6具有对应于u相、v相和w相三相的各相而进行设置的高电位侧开关元件sup～swp和低电位侧开关元件sun～swn。具体而言，逆变器6是由高电位侧开关元件sup～swp和低电位侧开关元件sun～swn构成的三相逆变器。逆变器6基于来自控制器8的导通关断信号qup～qwn，将各开关元件sup～swn切换为导通和关断。通过这样的切换，逆变器6将由直流电源3输出的直流电压vdc转换为交流电压，并输出该交流电压。因此，交流电压被施加到交流旋转电机1的绕组u～w，并且相电流iu～iw分别被通电至绕组u～w。
25.这里，导通关断信号qup～qwn分别是用于将开关元件sup～swn切换为导通和关断的开关信号。下面，设为在导通关断信号qup～qwn中，当信号的值为“1”时，输出用于将对应于该导通关断信号的开关元件设为导通的信号，当信号的值为“0”时，输出用于将对应于该导通关断信号的开关元件设为关断的信号。
26.作为开关元件sup～swn，使用将例如igbt(insulated gate bipolor transistor：绝缘栅双极型晶体管)、双极型晶体管、mos(metal
‑
oxide
‑
semiconductor：金属氧化物半导体)功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。
27.电流检测器7与逆变器6的低电位侧的各开关元件sun～swn串联连接。电流检测器7分别检测三相的相电流iu～iw的值作为相电流检测值ius～iws。
28.具体而言，通过检测电流检测器7内部的电阻ru的两端电压来检测相电流检测值ius。同样地，通过检测电流检测器7内部的电阻rv的两端电压来检测相电流检测值ivs。同样地，通过检测电流检测器7内部的电阻rw的两端电压来检测相电流检测值iws。
29.被设定作为用于控制交流旋转电机1的控制指令的电流指令id_target和iq_target被输入到控制器8。另外，这里，例示出被设定为电流指令id_target＝0的情况。
30.控制器8运算三相的相电压指令vu～vw，并根据运算出的三相的相电压指令vu～vw控制逆变器6。具体而言，控制器8基于所输入的电流指令id_target和iq_target、从位置检测器2输入的旋转位置θ、以及相电流运算值ius_cal～iws_cal，输出导通关断信号qup～qwn。另外，关于相电流运算值ius_cal～iws_cal的详细内容将在后文中叙述。
31.另外，例示了通电至交流旋转电机1的电流的指令值被设定为交流旋转电机1的控制指令的情况，但不限于此。例如，在对交流旋转电机1进行v/f控制的情况下，控制指令成为交流旋转电机1的速度指令值。当控制交流旋转电机1的旋转位置时，控制指令成为交流旋转电机1的位置指令值。
32.接着，对构成控制器8的各要素进行说明。控制器8包括坐标转换器9、减法器10、减法器11、电流控制器12、电流控制器13、坐标转换器14、导通关断信号发生器15和电流获取部16。
33.坐标转换器9基于从电流获取部16输入的相电流运算值ius_cal～iws_cal和从位置检测器2输入的旋转位置θ，运算旋转二轴上、即d
‑
q轴上的d轴电流id和q轴电流iq。坐标转换器9将运算出的电流id输出到减法器10，并将运算出的电流iq输出到减法器11。
34.减法器10从电流指令id_target中减去从坐标转换器9输入的电流id，并将其结果输出到电流控制器12。
35.减法器11从电流指令iq_target中减去从坐标转换器9输入的电流iq，并将其结果输出到电流控制器13。
36.电流控制器12对减法器10的输出值进行比例和积分控制，以使该值变为零，由此来运算旋转二轴上的d轴电压vd，并将运算出的电压vd输出到坐标转换器14。
37.电流控制器13对减法器11的输出值进行比例和积分控制，以使该值变为零，由此来运算旋转二轴上的q轴电压vq，并将运算出的电压vq输出到坐标转换器14。
38.坐标转换器14基于分别从电流控制器12和电流控制器13输入的电压vd和vq以及从位置检测器2输入的旋转位置θ，运算三相的相电压指令vu～vw，并将其结果输出到导通关断信号发生器15。
39.接着，边参照图2边说明导通关断信号发生器15和电流获取部16各自的动作。图2是表示本发明的实施方式1中u相、v相以及w相各自的相电流检测值ius、ivs以及iws的时间变化的第一例的时序图。
40.首先，叙述导通关断信号发生器15的动作。如图2所示，导通关断信号发生器15将从坐标转换器14输入的相电压指令vu与第一载波信号进行比较。第一载波信号的周期是周期tc。第一载波信号的最大值位于第一载波信号的振幅的峰值处。第一载波信号的最小值位于第一载波信号的振幅的谷值处。
41.作为比较的结果，当相电压指令vu大于第一载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qup并输出值为“0”的导通关断信号qun。
42.另一方面，当相电压指令vu小于第一载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qup并输出值为“1”的导通关断信号qun。另外，在图2中，图示出了导通关断信号qun的波形，但由于存在qup+qun＝1的关系，所以省略了导通关断信号qup的波形的图示。
43.导通关断信号发生器15将从坐标转换器14输入的相电压指令vw与第二载波信号进行比较。第二载波信号具有与第一载波信号相同的形状，并且相位与第一载波信号的相位相差周期tc的1/2周期。此外，第二载波信号具有与第一载波信号相同的周期tc。
44.作为比较的结果，当相电压指令vw大于第二载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qwp并输出值为“0”的导通关断信号qwn。
45.另一方面，当相电压指令vw小于第二载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qwp并输出值为“1”的导通关断信号qwn。另外，在图2中，图示出了导通关断信号qwn的波形，但由于存在qwp+qwn＝1的关系，所以省略了导通关断信号qwp的波形的图示。
46.导通关断信号发生器15将从坐标转换器14输入的相电压指令vv与第一载波信号和第二载波信号中的任一个载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vv大于载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qvp并输出值为“0”的导通关断信号qvn。
47.这里，如图2所示，相电压指令vv与第一载波信号的最大值一致。因此，即使将相电压指令vv与第一载波信号和第二载波信号中的任一个进行比较，导通关断信号发生器15也
输出值为“1”的导通关断信号qvp并输出值为“0”的导通关断信号qvn。
48.如上述那样，导通关断信号发生器15即使将相电压指令vv与第一载波信号和第二载波信号中的任一个进行比较也没有差异，但这里作为具体例，导通关断信号发生器15将相电压指令vv与第一载波信号进行比较。另外，在图2中，图示出了导通关断信号qvn的波形，但由于存在qvp+qvn＝1的关系，所以省略了导通关断信号qvp的波形的图示。
49.如上所述可知，导通关断信号发生器15将三相的相电压指令vu～vw中的至少一相的相电压指令与第一载波信号进行比较，并将三相的相电压指令vu～vw中的剩余相的相电压指令与第二载波信号进行比较。导通关断信号发生器15通过这样的比较来将逆变器6的各开关元件sup～swn切换控制为导通和关断。
50.接着，对电流获取部16的动作进行叙述。电流获取部16在定时a和定时b的各定时从电流检测器7获取第一相电流检测值，作为被与第一载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第一相的相电流检测值。
51.此外，电流获取部16在定时a和定时b的各定时从电流检测器7获取第二相电流检测值，作为被与第二载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第二相的相电流检测值。
52.这里，上述定时a是第一相的相电流流过与构成电流检测器7的第一相对应的电阻的定时，更具体而言，例如是当第一相的相电压指令为零时与第一相对应的低电位侧开关元件变为导通的定时。此外，上述定时b是第二相的相电流流过与构成电流检测器7的第二相对应的电阻的定时，更具体而言，例如时当第二相的相电压指令为零时与第二相对应的低电位侧开关元件变为导通的定时。定时b例如相对于定时a偏移周期tc的1/2周期。
53.另外，在实施方式1中，如图2所示，例示了与第一载波信号比较的相电压指令是u相的相电压指令vu、与第二载波信号比较的相电压指令是w相的相电压指令vw的情况。在这种情况下，第一相变为u相，并且第一相电流检测值变为u相的相电流检测值ius。此外，第二相变为w相，并且第二相电流检测值变为w相的相电流检测值iws。
54.此外，在实施方式1中，如图2所示，例示了在定时a第一载波信号变为最大值、在定时b第一载波信号变为最小值的情况。
55.以下，说明电流获取部16运算相电流运算值ius_cal～iws_cal的方法。以下，为了方便起见，将电流获取部16在定时a从电流检测器7获取的相电流检测值ius记为相电流检测值ius(a)，将电流获取部16在定时b从电流检测器7获取的相电流检测值ius记为相电流检测值ius(b)。相电流检测值ivs和相电流检测值iws也设为与相电流检测值ius相同的标记。
56.首先，说明运算与第一相相对应的第一相电流运算值、即u相的相电流运算值ius_cal的方法。如图2所示，相电流检测值ius(b)等效于偏移电流值iu_offset。其理由如下所述。
57.即，在定时b，由于导通关断信号qun的值为“0”，对应于u相的开关元件sun变为关断。因此，相电流iu不流过电流检测器7的电阻ru，相电流检测值ius(b)应为0。然而，实际上，相电流检测值ius(b)不会变为0，相电流检测值ius(b)是0以外的值。该值可以被判别为是由电流检测器7的温度漂移等引起的偏移，即偏移电流值iu_offset。即，相电流检测值ius(b)等于偏移电流值iu_offset。
58.在定时a，由于导通关断信号qun的值为“1”，对应于u相的开关元件sun变为导通。因此，相电流iu流过电流检测器7的电阻ru，相电流检测值ius(a)成为0以外的值。相电流检测值ius(a)等于相电流iu的值与上述偏移电流值iu_offset之和。
59.由此，电流获取部16基于在定时a和定时b的各定时获取的第一相电流检测值来运算第一相电流运算值。即，电流获取部16基于在定时a和定时b的各定时获取的相电流检测值ius(a)和相电流检测值ius(b)，运算相电流运算值ius_cal。
60.具体而言，电流获取部16通过从在定时a获取的第一相电流检测值中减去与在定时b获取的第一相电流检测值等效的偏移电流值来运算第一相电流运算值。即，电流获取部16通过从在定时a获取的相电流检测值ius(a)中减去与在定时b获取的相电流检测值ius(b)等效的偏移电流值iu_offset来运算相电流运算值ius_cal。由此，通过使用在两次电流获取定时获取的两个相电流检测值ius(a)和ius(b)来运算相电流运算值ius_cal，从而可以消除偏移电流值iu_offset的影响。
61.另外，这里例示了直接使用相电流检测值ius(b)来运算相电流运算值ius_cal的情况，但不限于此。即，考虑到上述温度漂移的时间常数大于周期tc的情况，为了减小由噪声引起的误差，可以使用实施了移动平均处理、滤波处理等处理的相电流检测值ius(b)来运算相电流运算值ius_cal。
62.以上，例示了第一相为u相的情况，但即使第一相为其他相，也同样适用上述方法，能够运算出与第一相对应的相电流运算值。
63.接着，说明运算与第二相相对应的第二相电流运算值、即w相的相电流运算值iws_cal的方法。如图2所示，相电流检测值iws(a)等效于偏移电流值iw_offset。其理由如下所述。
64.即，在定时a，由于导通关断信号qwn的值为“0”，对应于w相的开关元件swn变为关断。因此，相电流iw不流过电流检测器7的电阻rw，相电流检测值iws(a)应为0。然而，实际上，相电流检测值iws(a)不会变为0，相电流检测值iws(a)是0以外的值。该值可以被判别为是由电流检测器7的温度漂移等引起的偏移、即偏移电流值iw_offset。即，相电流检测值iws(a)等于偏移电流值iw_offset。
65.接着，在定时b，由于导通关断信号qwn的值为“1”，对应于w相的开关元件swn变为导通。因此，相电流iw流过电流检测器7的电阻rw，相电流检测值iws(b)成为0以外的值。相电流检测值iws(b)等于相电流iw的值与上述偏移电流值iw_offset之和。
66.由此，电流获取部16基于在定时a和定时b的各定时获取的第二相电流检测值来运算第二相电流运算值。即，电流获取部16基于在定时a和定时b的各定时获取的相电流检测值iws(a)和相电流检测值iws(b)，运算相电流运算值iws_cal。
67.具体而言，电流获取部16通过从在定时b获取的第二相电流检测值中减去与在定时a获取的第二相电流检测值等效的偏移电流值来运算第二相电流运算值。即，电流获取部16通过从在定时b获取的相电流检测值iws(b)中减去与在定时a获取的相电流检测值iws(a)等效的偏移电流值iw_offset来运算相电流运算值iws_cal。由此，可以获得消除了偏移电流值iw_offset的影响的相电流运算值iws_cal。
68.以上，例示了第二相为w相的情况，但即使第二相为其他相，也同样适用上述方法，能够运算出与第二相对应的相电流运算值。
69.控制器8使用通过上述方法运算出的第一相电流运算值和第二相电流运算值、即相电流运算值ius_cal和iws_cal来运算相电压指令vu～vw。
70.具体而言，控制器8使用相电流运算值ius_cal和iws_cal以及通过以下方法根据相电流运算值ius_cal和iws_cal运算出的相电流运算值ivs_cal来运算相电压指令vu～vw。
71.运算v相的相电流运算值ivs_cal的方法如下。即，电流获取部16利用相电流iu～iw之和为0、即iu+iv+iw＝0的关系，来运算相电流运算值ivs_cal。具体而言，电流获取部16使用相电流运算值ius_cal和iws_cal，根据ivs_cal＝
‑
ius_cal
‑
iws_cal的关系来运算相电流运算值ivs_cal。
72.另外，控制器8可以构成为以周期tc的两个以上自然数倍的周期实施三相的相电压指令vu～vw的运算。以下，边参照图3和图4边说明该结构。
73.图3是表示本发明的实施方式1中u相、v相以及w相各自的相电流检测值ius、ivs以及iws的时间变化的第二例的时序图。图4是表示本发明的实施方式1中u相、v相以及w相各自的相电流检测值ius、ivs以及iws的时间变化的第三例的时序图。
74.如图3所示，当比较周期1和周期2时，在周期2中，相对于周期1，v相的相电压指令vw和w相的相电压指令vw交换。即，在图3中，构成为以周期tc实施相电压指令vu～vw的运算。
75.如图3所示，在定时b，导通关断信号qwn的值从“1”切换到“0”，并且导通关断信号qvn的值从“0”切换到“1”。因此，在逆变器6中，对应于v相的开关元件svp和svn以及对应于w相的开关元件swp和swn被进行切换。
76.在这种情况下，原本由上述开关引起的噪声分量叠加在流过交流旋转电机1的电流上，所以由电流检测器7检测的相电流检测值ius～iws的精度劣化。
77.因此，如图4所示，运算和更新电压指令的周期、即电压指令更新周期被设定为等于周期1与周期2之和。因此，与定时a同样地，在定时b能获得精度高的电流检测值，并获得精度高的偏移电流值。
78.以上，在图4中，例示了以周期tc的两倍的周期运算和更新相电压指令vu～vw的情况，但相电压指令vu～vw也可以以周期tc的三倍以上的自然数倍的周期被运算和更新。
79.另外，电流获取部16在运算第一相电流运算值时，可以使用在最新的定时a获取的第一相电流检测值和在最新的定时a之前的上一次定时a获取的第一相电流检测值的平均值。在这种情况下，电流获取部16被构成为通过从该平均值中减去偏移电流值来运算第一相电流运算值。同样地，电流获取部16在运算第二相电流运算值时，可以使用在最新的定时b获取的第二相电流检测值和在最新的定时b之前的上一次定时b获取的第二相电流检测值的平均值。在这种情况下，电流获取部16被构成为通过从该平均值中减去偏移电流来运算第二相电流运算值。
80.通过上述结构，能够获得抗噪声性更高的相电流运算值，其结果是可获得能够减小由噪声引起并产生的交流旋转电机1的转矩脉动、振动和噪声的效果。
81.如上所述，根据本实施方式1，功率转换装置的控制器8构成为在定时a从电流检测器7获取被与第一载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第一相的第一相电流检测值，并基于该获取结果运算与第一相相对应的第一相电流运算值。此外，控制器8构成为在
定时b从电流检测器7获取被与第二载波信号进行比较的相电压指令所对应的相即第二相的第二相电流检测值，并基于该获取结果运算与第二相相对应的第二相电流运算值。
82.由此，即使在将第一载波信号和第二载波信号中的任一个用于与相电压指令的比较时，也可以使用在两次电流获取定时分别获取的两个相电流检测值来获得去除偏移电流值后的相电流运算值。即，可获得能够抑制由控制器8获得的相电流的值的精度劣化的功率转换装置。
83.另外，在电流获取部16所需的误差与功率转换装置的偏移电流值的温度变化或历年变化相比较小的情况下，偏移电流值的运算不是必需的。在这种情况下，控制器8按下述方式构成。即，控制器8构成为在定时a从电流检测器7获取第一相电流检测值，并基于在该定时a获取的第一相电流检测值运算第一相电流运算值。具体而言，控制器8将在定时a获取的第一相电流检测值设为第一相电流运算值。此外，控制器8构成为在定时b从电流检测器7获取第二相电流检测值，并基于在该定时b获取的第二相电流检测值运算第二相电流运算值。具体而言，控制器8在定时b从电流检测器7获取第二相电流检测值，并将在定时b获取的第二相电流检测值设为第二相电流运算值。
84.实施方式2本发明的实施方式2中，对结构与之前的实施方式1不同的功率转换装置进行说明。此外，在本实施方式2中，对与上述实施方式1相同的点省略说明，以与上述实施方式1不同的点为中心进行说明。
85.图5是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的整体结构的图。如图5所示，本实施方式2中的功率转换装置包括平滑电容器4、逆变器6、电流检测器7和控制器8。
86.电流检测器7具有与之前的实施方式1不同的结构，检测从直流电源3输入到逆变器6的母线电流iin的值作为母线电流检测值iins。具体而言，通过检测电流检测器7内部的电阻rdc的两端电压来检测母线电流检测值iins。电流检测器7将检测到的母线电流检测值iins输出到电流获取部16。
87.图6是表示本发明实施方式2中根据导通关断信号qup～qwn的模式而输出的电压矢量的表。图7是示出图6的电压矢量v0～v7的图。
88.导通关断信号发生器15输出与图6所示的导通关断信号qup～qwn的模式相对应的电压矢量。电压矢量如图6所示，是根据导通关断信号qup～qwn的模式确定的电压矢量。若对图6的电压矢量v0～v7进行图示，则成为图7。如图7所示，电压矢量v1～v6是每60度相位差具有大小的有效电压矢量，电压矢量v0和v7是不具有大小的零电压矢量。
89.如图6所示，电流获取部16根据导通关断信号qup～qwn的模式，得到与从电流检测器7获取的母线电流检测值iins等效的相电流运算值。
90.例如，如图6所示，当导通关断信号qup～qwn的模式是qup＝1、qun＝0、qvp＝0、qvn＝1、qwp＝0、qwn＝1这样的模式时，输出电压矢量v1。在这种情况下，电流获取部16运算与母线电流检测值iins等效的相电流运算值ius_cal。即，电流获取部16判断为在输出电压矢量v1的定时获取的母线电流检测值iins与相电流运算值ius_cal等效。当导通关断信号qup～qwn的模式是图6所示的另一模式时，也可认为相同。
91.接着，边参照图8边说明导通关断信号发生器15和电流获取部16各自的动作。图8是表示本发明的实施方式2中母线电流检测值iins的时间变化的第一例的时序图。
92.以下，关于相电压指令vu～vw，按值从大到小的顺序设为最大相电压指令、中间相电压指令和最小相电压指令。在这种情况下，在图8所示的示例中，相电压指令vv是最大相电压指令，相电压指令vu是中间相电压指令，相电压指令vw是最小相电压指令。
93.导通关断信号发生器15应用第一电压移位方式，该第一电压移位方式使三相的相电压指令vu～vw的各个相等地移位，以使最大相电压指令与第一载波信号的最大值一致。具体而言，如图8所示，相电压指令vu～vw被相等地移位，使得作为最大相电压指令的相电压指令vv与第一载波信号的最大值一致。
94.如图8所示，导通关断信号发生器15将相电压指令vu与第一载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vu大于第一载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qup并输出值为“0”的导通关断信号qun。
95.另一方面，当相电压指令vu小于第一载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qup并输出值为“1”的导通关断信号qun。另外，在图8中，图示出了导通关断信号qup的波形，但由于存在qup+qun＝1的关系，所以省略了导通关断信号qun的波形的图示。
96.导通关断信号发生器15将相电压指令vw与第二载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vw大于第二载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qwp并输出值为“0”的导通关断信号qwn。
97.另一方面，当相电压指令vw小于第二载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qwp并输出值为“1”的导通关断信号qwn。另外，在图8中，图示出了导通关断信号qwp的波形，但由于存在qwp+qwn＝1的关系，所以省略了导通关断信号qwn的波形的图示。
98.导通关断信号发生器15将相电压指令vv与第一载波信号和第二载波信号中的任一个载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vv大于载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qvp并输出值为“0”的导通关断信号qvn。
99.这里，如图8所示，相电压指令vv与第一载波信号的最大值一致。因此，即使将相电压指令vv与第一载波信号和第二载波信号中的任一个进行比较，导通关断信号发生器15也输出值为“1”的导通关断信号qvp并输出值为“0”的导通关断信号qvn。
100.如上述那样，导通关断信号发生器15即使将相电压指令vv与第一载波信号和第二载波信号中的任一个进行比较也没有差异，但这里作为具体例，导通关断信号发生器15将相电压指令vv与第一载波信号进行比较。另外，在图8中，图示出了导通关断信号qvp的波形，但由于存在qvp+qvn＝1的关系，所以省略了导通关断信号qvn的波形的图示。
101.如上所述可知，导通关断信号发生器15将通过第一电压移位方式移位后的三相的相电压指令vu～vw中的至少一相的相电压指令与第一载波信号进行比较，并将移位后的三相的相电压指令vu～vw中的剩余相的相电压指令与第二载波信号进行比较。导通关断信号发生器15通过这样的比较来将逆变器6的各开关元件sup～swn切换控制为导通和关断。
102.接着，对电流获取部16的动作进行叙述。电流获取部16在定时a和定时b的各定时从电流检测器7获取母线电流检测值iins。
103.这里，上述定时a和定时b是互不相同的定时，并且是母线电流iin从直流电源3流向逆变器6的定时。定时b例如相对于定时a偏移周期tc的1/2周期。
104.另外，在实施方式2中，如图8所示，例示了与第一载波信号比较的相电压指令是u相的相电压指令vu、与第二载波信号比较的相电压指令是w相的相电压指令的情况。在这种情况下，作为与最大相电压指令相对应的相以外的相的、被与第一载波信号进行比较的相电压指令所对应的相的第一相成为u相。此外，作为与最大相电压指令相对应的相以外的相的、被与第二载波信号进行比较的相电压指令所对应的相的第二相成为w相。
105.此外，在实施方式2中，如图8所示，例示了在定时a第一载波信号变为最大值、在定时b第一载波信号变为最小值的情况。
106.以下，说明在应用第一电压移位方式时电流获取部16运算相电流运算值ius_cal～iws_cal的方法。
107.这里，在图8中，若关注从时刻t3到时刻t5的期间内的定时a附近，则在该期间输出电压矢量v4。在这种情况下，由图6可知，母线电流检测值iins等效于相电流运算值
‑
ius_cal。在该期间，由于持续输出电压矢量v4，所以母线电流检测值iins持续增加。
108.电流获取部16从电流检测器7获取母线电流检测值iins的定时a被设定为从时刻t3到时刻t5的期间内的中间时刻t4。该定时a处于电压矢量v4被持续输出的期间的中间。通过这样的设定，电流获取部16能够获取根据电压矢量v4的输出而变动的母线电流检测值iins的平均值。
109.接着，在图8中，若关注从时刻t6到时刻t8的期间内的定时b附近，则在该期间输出电压矢量v2。在这种情况下，由图6可知，母线电流检测值iins等效于相电流运算值
‑
iws_cal。在该期间，由于持续输出电压矢量v2，所以母线电流检测值iins持续增加。
110.电流获取部16从电流检测器7获取母线电流检测值iins的定时b被设定为从时刻t6到时刻t8的期间内的中间时刻t7。该定时b处于电压矢量v2被持续输出的期间的中间。通过这样的设定，电流获取部16能够获取根据电压矢量v2的输出而变动的母线电流检测值iins的平均值。
111.如上所述，电流获取部16在定时a和定时b的各定时从电流检测器7获取母线电流检测值iins，并且基于在各定时获取的母线电流检测值iins来运算第一相电流运算值和第二相电流运算值。
112.具体而言，在应用第一电压移位方式的情况下，电流获取部16基于在定时a获取的母线电流检测值iins运算第一相电流运算值，并且基于在定时b获取的母线电流检测值iins运算第二相电流运算值。
113.更具体而言，电流获取部16将在定时a获取的母线电流检测值iins设为与u相对应的相电流运算值
‑
ius_cal。此外，电流获取部16将在定时b获取的母线电流检测值iins设为与w相对应的相电流运算值
‑
iws_cal。即，电流获取部16使用分别在定时a和定时b获取的母线电流检测值iins，对与最大相电压指令对应的v相以外的u相和w相分别所对应的相电流运算值进行运算。
114.电流获取部16使用通过上述方法运算出的相电流运算值
‑
ius_cal和
‑
iws_cal，与之前的实施方式1同样地，按照ivs_cal＝
‑
ius_cal
‑
iws_cal的关系来运算相电流运算值ivs_cal。
115.接着，在图8中，说明考虑被认为包含于母线电流检测值iins的偏移电流值iin_offset的情况。
116.根据图6所示的导通关断信号qup～qwn的模式，当输出零电压矢量、即电压矢量v0或电压矢量v7时，母线电流检测值iins的值应为0。然而，实际上，母线电流检测值iins不会变为0，母线电流检测值iins为0以外的值。该值可以被判别为是由电流检测器7的温度漂移等引起而产生的偏移，即偏移电流值iin_offset。
117.因此，如图8所示，设置定时a和定时b之间的定时，该定时是从直流电源3到逆变器6的母线电流iin被切断的定时c。图8所示的定时c处于输出零电压矢量即电压矢量v7的期间内。定时c例如在定时a与定时b的中间。
118.下面，为了方便起见，将电流获取部16在定时a、b、c和d获取的母线电流检测值iins分别记为母线电流检测值iins(a)、iins(b)、iins(c)和iins(d)。
119.电流获取部16在从时刻t5到时刻t6的期间内的时刻tc、即定时c，进一步从电流检测器7获取母线电流检测值iins。该母线电流检测值iins(c)等于偏移电流值iin_offset。
120.电流获取部16运算通过从母线电流检测值iins(a)中减去母线电流检测值iins(c)而获得的值来作为u相的相电流运算值
‑
ius_cal。此外，电流获取部16运算通过从母线电流检测值iins(b)中减去母线电流检测值iins(c)而获得的值来作为w相的相电流运算值
‑
iws_cal。由此，可以消除偏移电流值iin_offset的影响，其结果是，可以运算精度高的相电流运算值。
121.由此，电流获取部16基于在定时a获取的母线电流检测值iins(a)、在定时b获取的母线电流检测值iins(b)、以及与在定时c获取的母线电流检测值iins(c)等效的偏移电流值iin_offset，运算第一相电流运算值和第二相电流运算值。
122.另外，如图8所示，电流获取部16可以被构成为在定时d进一步获取母线电流检测值iins。定时d是从直流电源3到逆变器6的母线电流iin被切断的定时，定时a存在于该定时d与定时c之间。例如，从定时d到定时c的期间的中间是定时a。
123.在上述情况下，电流获取部16运算偏移电流值iin_offset，该偏移电流值iin_offset等效于在定时c获取的母线电流检测值iins(c)和在定时d获取的母线电流检测值iins(d)的平均值。电流获取部16基于在定时a获取的母线电流检测值iins(a)、在定时b获取的母线电流检测值iins(b)、以及该偏移电流值iin_offset，运算第一相电流运算值和第二相电流运算值。由此，可以运算精度更高的相电流运算值。
124.另外，在实施方式2中，例示了应用图8所示的第1电压移位方式的情况，但不限于此，也可以应用以下方式。即，导通关断信号发生器15应用第二电压移位方式，该第二电压移位方式使三相的相电压指令vu～vw分别相等地移位，以使最小相电压指令与第一载波信号的最小值一致。具体而言，如图9所示，相电压指令vu～vw被相等地移位，使得作为最小相电压指令的相电压指令vw与第一载波信号的最小值一致。
125.图9是表示本发明的实施方式2中母线电流检测值iins的时间变化的第二例的时序图。
126.如图9所示，导通关断信号发生器15将相电压指令vu与第一载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vu大于第一载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qup并输出值为“0”的导通关断信号qun。
127.另一方面，当相电压指令vu小于第一载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qup并输出值为“1”的导通关断信号qun。另外，在图9中，图示出了导
通关断信号qup的波形，但由于存在qup+qun＝1的关系，所以省略了导通关断信号qun的波形的图示。
128.导通关断信号发生器15将相电压指令vv与第二载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vv大于第二载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“1”的导通关断信号qvp并输出值为“0”的导通关断信号qvn。
129.另一方面，当相电压指令vv小于第二载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qvp并输出值为“1”的导通关断信号qvn。另外，在图9中，图示出了导通关断信号qvp的波形，但由于存在qvp+qvn＝1的关系，所以省略了导通关断信号qvn的波形的图示。
130.导通关断信号发生器15将相电压指令vw与第一载波信号和第二载波信号中的任一个载波信号进行比较。作为比较的结果，当相电压指令vw小于载波信号时，导通关断信号发生器15输出值为“0”的导通关断信号qwp并输出值为“1”的导通关断信号qwn。
131.这里，如图9所示，相电压指令vw与第一载波信号的最小值一致。因此，即使将相电压指令vw与第一载波信号和第二载波信号中的任一个进行比较，导通关断信号发生器15也输出值为“0”的导通关断信号qwp并输出值为“1”的导通关断信号qwn。
132.由此，导通关断信号发生器15即使将相电压指令vw与第一载波信号和第二载波信号中的任一个进行比较也没有差异，但这里作为具体例，设导通关断信号发生器15将相电压指令vw与第一载波信号进行比较。另外，在图9中，图示出了导通关断信号qwp的波形，但由于存在qwp+qwn＝1的关系，所以省略了导通关断信号qwn的波形的图示。
133.以下，说明在应用第二电压移位方式时电流获取部16运算相电流运算值ius_cal～iws_cal的方法。
134.这里，在图9中，若关注从时刻t13到时刻t15的期间内的定时a附近，则在该期间输出电压矢量v3。在这种情况下，由图6可知，母线电流检测值iins等效于相电流运算值ivs_cal。在该期间，由于持续输出电压矢量v3，所以母线电流检测值iins持续增加。
135.电流获取部16从电流检测器7获取母线电流检测值iins的定时a被设定为从时刻t13到时刻t15的期间内的中间时刻t14。该定时a处于电压矢量v3被持续输出的期间的中间。通过这样的设定，电流获取部16能够获取根据电压矢量v3的输出而变动的母线电流检测值iins的平均值。
136.接着，在图9中，若关注从时刻t16到时刻t18的期间内的定时b附近，则在该期间输出电压矢量v1。在这种情况下，由图6可知，母线电流检测值iins等效于相电流运算值ius_cal。在该期间，由于持续输出电压矢量v1，所以母线电流检测值iins持续增加。
137.电流获取部16从电流检测器7获取母线电流检测值iins的定时b被设定为从时刻t16到时刻t18的期间的中间时刻t17。该定时b处于电压矢量v1被持续输出的期间的中间。通过这样的设定，电流获取部16能够获取根据电压矢量v1的输出而变动的母线电流检测值iins的平均值。
138.如上所述，电流获取部16在定时a和定时b的各定时从电流检测器7获取母线电流检测值iins，并且基于在各定时获取的母线电流检测值iins来运算第一相电流运算值和第二相电流运算值。
139.具体而言，在应用第二电压移位方式的情况下，电流获取部16基于在定时a获取的
母线电流检测值iins运算第二相电流运算值，并且基于在定时b获取的母线电流检测值iins运算第一相电流运算值。
140.更具体而言，电流获取部16将在定时a获取的母线电流检测值iins设为与v相对应的相电流运算值ivs_cal。此外，电流获取部16将在定时b获取的母线电流检测值iins设为与u相对应的相电流运算值ius_cal。即，电流获取部16使用分别在定时a和定时b获取的母线电流检测值iins，对与最小相电压指令对应的w相以外的u相和v相分别所对应的相电流运算值进行运算。
141.电流获取部16使用通过上述方法运算出的相电流运算值ius_cal和ivs_cal，与之前的实施方式1同样地，按照iws_cal＝
‑
ius_cal
‑
ivs_cal的关系来运算相电流运算值iws_cal。
142.接着，在图9中，说明考虑被认为包含于母线电流检测值iins的偏移电流值iin_offset的情况。
143.如图9所示，设置定时a与定时b之间的定时，该定时是从直流电源3到逆变器6的母线电流iin被切断的定时c。图9所示的定时c处于输出零电压矢量即电压矢量v0的期间内。定时c例如在定时a与定时b的中间。
144.电流获取部16在从时刻t15到时刻t16的期间内的时刻tc，即定时c，进一步从电流检测器7获取母线电流检测值iins。该母线电流检测值iins(c)等于偏移电流值iin_offset。
145.电流获取部16运算通过从母线电流检测值iins(a)中减去母线电流检测值iins(c)而获得的值来作为v相的相电流运算值ivs_cal。此外，电流获取部16运算通过从母线电流检测值iins(b)中减去母线电流检测值iins(c)而获得的值来作为u相的相电流运算值ius_cal。由此，可以消除偏移电流值iin_offset的影响，其结果是，可以运算精度高的相电流运算值。
146.另外，与之前的图8同样地，电流获取部16可以被构成为在定时d进一步获取母线电流检测值iins。在上述情况下，电流获取部16运算偏移电流值iin_offset，该偏移电流值iin_offset等效于在定时c获取的母线电流检测值iins(c)和在定时d获取的母线电流检测值iins(d)的平均值。电流获取部16基于在定时a获取的母线电流检测值iins(a)、在定时b获取的母线电流检测值iins(b)、以及该偏移电流值iin_offset，运算第一相电流运算值和第二相电流运算值。
147.优选地，定时c优选设定于定时a与定时b之间。该理由如下所述。
148.若相电压指令vu～vw的振幅变大，则时刻t15与时刻t16之间的间隔接近，因此难以获得与偏移电流值iin_offset相等的母线电流检测值iins(c)。因此，通过将定时c设定于定时a与定时b的中间，即使是相电压指令vu～vw更高的振幅区域，也可以获取母线电流检测值iins(c)。
149.另外，定时c可以设为比相对于从定时a到定时b的期间的中间要晚电流获取部16获取母线电流检测值iins所需的期间的1/2的位置。具体而言，定时c可以被设定为相对于从定时a到定时b的期间的中间要延迟振铃收敛期间、采样/保持期间和模拟/数字转换期间之和的一半。由此，即使是相电压指令vu～vw更高的振幅区域中，也可以消除包含在母线电流检测值iins(c)中的误差。
150.这里，在相电压指令vu～vw变为更高的振幅、且时刻t15与时刻t16之间的间隔变得小于获取母线电流检测值iins(c)所需的期间时，不可能获取母线电流检测值iins(c)。在这种情况下，能够通过不进行偏移电流值iin_offset的运算，来维持偏移电流值iin_offset的精度。
151.由此，导通关断信号发生器15被构成为应用图8所示的第一电压移位方式或图9所示的第二电压移位方式。以下，边参照图10和图11边说明导通关断信号发生器15选择第一电压移位方式和第二电压移位方式中的哪一个的示例。
152.图10是表示本发明的实施方式2中电流矢量的图。图11是表示本发明的实施方式2中根据电流矢量的电流相位θi而选择的电压移位方式的表。
153.首先，导通关断信号发生器15使用由电流获取部16运算的相电流运算值ius_cal～iws_cal，根据以下式(2
‑
1)运算电流相位θi。
154.θi＝atan{(0.866
×
ivs＿cal
‑
0.866
×
iws＿cal)/(ius＿cal
‑
0.5
×
ivs＿cal
‑
0.5
×
iws＿cal)}[deg]
···
(2
‑
1)
[0155]
根据式(2
‑
1)运算出的电流相位θi如图10所示，成为在u轴、v轴和w轴上旋转的电流矢量的相位。
[0156]
如图11所示，导通关断信号发生器15根据运算出的电流相位θi的范围来选择第一电压移位方式和第二电压移位方式中的任一个。例如，如果运算出的电流相位θi包括在30[deg]以上且小于90[deg]的范围内，则由图11可知，导通关断信号发生器15选择第二电压移位方式。
[0157]
因此，导通关断信号发生器15根据电流相位θi选择电压移位方式。因此，除零电压矢量即电压矢量v0和v7以外的电压矢量v1～v6中，输出与图10所示的电流矢量第二接近和第三接近的电压矢量。其结果是，即使在功率因数低的情况下，也能够减小流过平滑电容器4的电流ic。
[0158]
如上所述，根据本实施方式2，功率转换装置的控制器8被构成为应用第一电压移位方式或第二电压移位方式来将逆变器的各开关元件sup～swn开关控制为导通和关断。此外，控制器8在定时a和定时b的各定时从电流检测器7获取母线电流检测值，并基于该获取结果运算第一相电流检测值和第二相电流检测值。
[0159]
由此，即使在第一载波信号和第二载波信号中的任一个使用于与相电压指令的比较时，也可以使用在两次电流获取定时分别获取的两个母线电流检测值来获得相电流运算值。即，可获得能够抑制由控制器8获得的相电流的值的精度劣化的功率转换装置。
[0160]
另外，在现有技术中，如非专利文献1的p.70的表1
·
3所记载的那样，在根据母线电流运算三相电流的电动机驱动系统中，不可能获得包含在三相的相电流中的载波信号的纹波分量的平均值。与此相对，在本实施方式2中，通过在持续输出有效电压矢量的期间内的中间设置电流获取定时，能够获得包含在三相的相电流中的载波信号的纹波分量的平均值。其结果是，提高了由功率转换装置的控制器8获得的相电流的值的精度。并且，可以减小流过平滑电容器4的电流ic，从而有助于功率转换装置的小型化。
[0161]
实施方式3本发明的实施方式3中，相对于之前的实施方式1以及2的各结构，对构成为推测连
接到逆变器6的输出侧的交流旋转电机1的旋转位置θ的功率转换装置进行说明。此外，在本实施方式3中，省略与之前的实施方式1和2相同的点的说明，以与之前的实施方式1和2不同的点为中心进行说明。
[0162]
图12是表示本发明的实施方式3的功率转换装置的整体结构的图。如图12所示，本实施方式3中的功率转换装置包括平滑电容器4、逆变器6、电流检测器7和控制器8。
[0163]
与之前的实施方式2不同，交流旋转电机1没有设置位置检测器2。电流检测器7具有与之前的实施方式2相同的结构，检测输入到逆变器6的母线电流iin的值作为母线电流检测值iins。
[0164]
控制器8与之前的实施方式2的结构不同。控制器8包括坐标转换器9、减法器10、减法器11、电流控制器12、电流控制器13、坐标转换器14、导通关断信号发生器15、电流获取部16、位置推测用电压指令生成器17、加法器18和位置推测器19。
[0165]
坐标转换器9基于从电流获取部16输入的相电流运算值ius_cal～iws_cal和从位置推测器19输入的推测旋转位置θe来运算旋转二轴上的电流id和iq。
[0166]
坐标转换器14基于旋转二轴上的电压vd和vq以及从位置推测器19输入的推测旋转位置θe，运算用于驱动交流旋转电机1的驱动用电压指令vub～vwb。
[0167]
位置推测用电压指令生成器17输出频率高于坐标转换器14输出的驱动用电压指令vub～vwb的频率的位置推测用电压指令vuh～vwh。加法器18通过将从坐标转换器14输入的驱动用电压指令vub～vwb和从位置推测用电压指令生成器17输入的位置推测用电压指令vuh～vwh分别相加来运算相电压指令vu～vw。从加法器18输出的相电压指令vu～vw满足以下关系。vu＝vub+vuhvv＝vvb+vvhvw＝vwb+vwh
[0168]
由此，导通关断信号生成器15根据叠加有位置推测用电压指令vuh～vwh的三相的相电压指令vu～vw来控制逆变器6。
[0169]
位置推测器19基于由电流获取部16运算出的第一相电流运算值和第二相电流运算值，推测连接到逆变器6的输出侧的交流旋转电机1的旋转位置θ。位置推测器19输出推测得到的旋转位置θ作为推测旋转位置θe。下面，参照图13对位置推测器19的详细内容进行说明。图13是表示本发明的实施方式3的位置推测器19的结构的图。如图13所示，位置推测器19包括三相
‑
二相转换器191、傅里叶变换器192、乘法器193、减法器194和位置运算器195。
[0170]
三相
‑
二相转换器191将从电流获取部16输入的相电流运算值ius_cal～iws_cal转换为固定正交坐标、即α
‑
β轴上的电流iαs和iβs。
[0171]
傅里叶变换器192从三相
‑
二相转换器191输入的电流iαs和iβs中分别提取高频分量，并求出所提取的高频分量的振幅iαs和iβs。该高频分量是由位置推测用电压指令vuh～vwh产生的。
[0172]
乘法器193通过将从傅里叶变换器192输入的振幅iαs和iβs分别开平方来运算振幅平方值iαs2和iβs2，并将该运算结果输出到减法器194。
[0173]
减法器194通过从振幅平方值iβs2中减去振幅平方值iαs2来运算差分值δiαβ，并将该运算结果输出到位置运算器195。
[0174]
位置运算器195基于从减法器194输入的差分值δiαβ运算推测旋转位置θe，并输出该运算结果。
[0175]
下面，说明位置运算器195运算推测旋转位置θe的方法的示例。例如，当交流旋转电机1是永磁体同步电机时，固定正交坐标下的电压方程可以用以下式(3
‑
1)表示。
[0176]
[数学式1]其中，[vαs vβs]
t
：固定正交坐标下的电压[iαs iβs]
t
：固定正交坐标下的电流(二相电流)r：定子电阻
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
p：微分算子ld：d轴电感
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
lq：q轴电感ω：旋转角速度(电气角)θ：旋转位置(u轴(图7)与磁极的相位差)
[0177]
假设交流旋转电机1停止或低速运行，并设为ω＝0。在这种情况下，若用拉普拉斯算子s代替微分算子p，则固定正交坐标下的电流iαs和iβs可以表示为以下式(3
‑
2)。
[0178]
[数学式2]
[0179]
当位置推测用电压指令vuh～vwh分别叠加在驱动用电压指令vub
‑
vwb上时，r<<lα
·
ωh和r<<lβ
·
ωh的关系成立。但是，位置推测用电压指令vuh～vwh的角频率ωh被设为相比于驱动用电压指令vub～vwb的角频率足够高。此外，设为s＝jωh。j为虚数单位。
[0180]
在上述情况下，如果忽略交流旋转电机1的定子电阻r的影响，则式(3
‑
2)可以表示为下式(3
‑
3)。
[0181]
[数学式3]
[0182]
此外，位置推测用电压指令vuh～vwh在固定正交坐标下可以表示为下式(3
‑
4)。
[0183]
[数学式4]其中，[vαsh vβsh]
t
：固定正交坐标下的位置推定用电压vαβh：固定正交坐标下的位置推定用电压的振幅ωh：位置推定用电压的角频率
[0184]
若将式(3
‑
4)代入式(3
‑
3)中的[vαs vβs]
t
，并设为s＝jωh，则可得到下式(3
‑
5)。
[0185]
[数学式5]其中，
[0186]
由式(3
‑
5)可知，在固定正交坐标下的电流iαs和iβs各自的振幅中包含旋转位置θ。
[0187]
如上所述，利用傅里叶变换器192获得分别包含在电流iαs和iβs中的高频分量的振幅ias和iβs。在基于由傅里叶变换器192获得的振幅iαs和iβs进行下式(3
‑
6)所示的运算的情况下，得到包含有旋转位置θ的项。式(3
‑
6)所示的运算由乘法器193和减法器194来实现。
[0188]
[数学式6]
[0189]
位置运算器195将式(3
‑
6)所示的δiαβ除以下式，即：[数学式7]从而得到cos2θ。接着，位置运算器195通过运算cos2θ的反余弦来运算θ。由此运算
得到的θ相当于推测旋转位置θe。
[0190]
另外，位置运算器195例如也可以按下述方式构成，来取代构成为运算cos2θ的反余弦。即，位置运算器195也可以构成为预先存储cos2θ的值与θ的值相关联的表，且参照该表来求出对应于cos2θ的θ作为推测旋转位置θe。
[0191]
另外，位置推测用电压指令生成器17可以构成为将具有角频率ωh的位置推测用电压指令叠加在旋转二轴上的电压vd或vq上。在这种情况下，位置推测器19构成为通过提取包含在相电流运算值ius_cal～iws_cal中的角频率ωh的分量来运算推测旋转位置θe。
[0192]
另外，位置推测器19可以构成为在交流旋转电机1的角速度ω高时，应用使用交流旋转电机1的感应电压的公知的位置推测方式来求出推测旋转位置θe。
[0193]
以上，根据本实施方式3，相对于之前的实施方式1以及2的各结构，功率转换装置的控制器8构成为推测连接到逆变器6的输出侧的交流旋转电机1的旋转位置θ。即，控制器8构成为根据叠加有位置推测用电压指令vuh～vwh的三相的相电压指令vu～vw来控制逆变器6，并且基于运算出的第一相电流运算值和第二相电流运算值来推测交流旋转电机1的旋转位置θ。由此，获得与之前的实施方式1和2相同的效果，并且由于可以省略位置检测器2，因此有助于功率转换装置的进一步小型化和低成本化。
[0194]
实施方式4本发明的实施方式4中，对具备之前的实施方式1的功率转换装置的电动助力转向装置进行说明。此外，在本实施方式4中，对与上述实施方式1～3相同的点省略说明，以与上述实施方式1～3不同的点为中心进行说明。
[0195]
图14是表示本发明的实施方式4的电动助力转向装置的整体结构的图。
[0196]
搭载有电动助力转向装置的车辆的驾驶员通过左右旋转方向盘101来进行前轮102的转向。转矩检测器103检测助力转向系统的转向转矩ts，将检测到的转向转矩ts输出到后述的控制指令生成器105。交流旋转电机1通过齿轮104产生用于辅助驾驶员转向的辅助转矩。本实施方式4中的交流旋转电机1除了转子与齿轮104机械连接以外，具有与之前的实施方式1的交流旋转电机1相同的结构。
[0197]
控制指令生成器105基于从转矩检测器103输入的转向转矩ts运算用于将交流旋转电机1控制为期望状态的控制指令，并输出运算出的控制指令。控制指令生成器105例如根据下式(4
‑
1)运算电流指令iq_target作为控制指令。iq＿target＝ka
×
ts
···
(4
‑
1)
[0198]
这里，ka为常数，但也可以设定为根据转向转矩ts或者车辆的行驶速度而变动。这里，根据式(4
‑
1)决定电流指令iq_target，但是也可以基于与转向状态相对应的公知的补偿控制来决定电流指令iq_target。
[0199]
接着，对本实施方式4所涉及的电动助力转向装置所获得的效果进行说明。
[0200]
电动助力转向装置要求小型化。通过使电动助力转向装置小型化，从而向车辆的搭载性增加，配置的自由度增加，也能够有助于车辆本身的小型化。
[0201]
构成电动助力转向装置所具备的逆变器的电容器和线圈这样的无源元件的尺寸减小直接影响逆变器的小型化。因此，专利文献1所记载的现有技术、即使用相位相互偏移tc/2周期的两个载波信号来生成pwm信号的技术是有效的。
[0202]
这里，在电动助力转向装置中，电流检测器的小型化对于实现系统的小型化也很
重要。因此，考虑采用与之前图1所示的电流检测器7相同的电流检测器作为电流检测器的情况，以在应用了上述现有技术的功率转换装置中实现电流检测器的小型化。然而，在这种电流检测器中，如上述那样，由控制功率转换装置的逆变器的控制器获得的相电流的值的精度可能劣化。
[0203]
因此，在实施方式1的功率转换装置中，实施方式1中所述的定时a和定时b被设定为控制逆变器6的控制器8获取电流的定时。因此，即使在采用之前图1所示的电流检测器7的情况下，也能够抑制由控制器8获得的相电流的值的精度的劣化。因此，根据实施方式1中的功率转换装置，电容器的小型化和电流检测器的小型化可以同时实现。其结果是，可获得有助于电动助力转向装置的小型化的显著效果。
[0204]
另外，本实施方式4中，例示了电动助力转向装置具备之前的实施方式1中的功率转换装置而构成的情况，但不限于此。即，电动助力转向装置也可以具备之前的实施方式2及3中任一种的功率转换装置而构成。
[0205]
以上，根据本实施方式4，电动助力转向装置也可以具备之前的实施方式1～3中任一种的功率转换装置而构成。由此，可以获得与之前的实施方式1～3相同的效果，并且进一步有助于电动助力转向装置的小型化。
[0206]
另外，上述实施方式1～3分别所涉及的功率转换装置的控制器8的各功能通过处理电路来实现。实现各功能的处理电路可以是专用硬件，也可以是执行存储器中所存储的程序的处理器。
[0207]
在处理电路为专用的硬件的情况下，处理电路例如相当于单一电路、复合电路、程序化处理器、并联程序化处理器、asic(application specific integrated circuit：专用集成电路)、fpga(field
‑
programmable gate array：现场可编程门阵列)或它们的组合。控制器8的各部的功能可以分别由单独的处理电路实现，也可以集中各部的功能并由处理电路来实现。
[0208]
另一方面，在处理电路为处理器的情况下，控制器8的各部的功能由软件、固件、或软件与固件的组合来实现。软件和固件被表述为程序，并存储于存储器。处理器读取储存于存储器的程序并执行，从而实现各部的功能。
[0209]
上述程序也可以认为是使运算机执行上述各部的功能的程序。这里，存储器例如相当于ram(random access memory：随机存取存储器)、rom(read only memory：只读存储器)、闪存、eprom(erasable programmable read only memory：可擦可编程只读存储器)、eeprom(electrically erasable programmable read only memory：电可擦可编程只读存储器)等非易失性或易失性的半导体存储器。另外，磁盘、软盘、光盘、压缩磁盘、小型磁盘、dvd等也相当于存储器。
[0210]
另外，对于上述各部分的功能，可以用专用硬件来实现一部分，并用软件或固件来实现一部分。
[0211]
由此，处理电路可以利用硬件、软件、固件或它们的组合来实现上述各部分的功能。
[0212]
另外，作为本发明的实施例，对实施方式1～4进行了说明，但本发明并不限定于实施方式1～4的各结构，在不脱离本技术要旨的范围内，能够适当地组合实施方式1～4的各结构，对各结构进行一部分变形，或对各结构进行一部分省略。
标号说明
[0213]
1交流旋转电机、2位置检测器、3直流电源、4平滑电容器、5电感、6逆变器、7电流检测器、8控制器、9坐标转换器、10减法器、11减法器、12电流控制器、13电流控制器、14坐标转换器、15导通关断信号发生器、16电流获取部、17位置推测用电压指令生成器、18加法器、19位置推测器、191三相
‑
二相转换器、192傅里叶变换器、193乘法器、194减法器、195位置运算器、101方向盘、102前轮、103转矩检测器、104齿轮、105控制指令生成器。