一种开关电源、电源适配器及充电器的制作方法

本发明涉及电源领域，具体涉及一种开关电源、电源适配器及充电器。

背景技术：

带有变压器的开关电源广泛应用于电子产品中，例如电源适配器或充电器。在一些情况下，当开关电源的负载过载或者短路的情况下，有可能会导致开关电源输出电流超出额定范围，从而可能造成安全隐患。

为了解决上述安全问题，国际电工委员会(iec)规定了限功率电源(lps)需要满足的测试，例如，对于某类电源而言：输出开路电压不超过30vdc，输出最大短路电流不能超过8a，输出最大功率不超过100va。

现有技术中，通常有以下几种方式以满足lps测试，或者以应对与该lps测试相应场景的安全问题：

(1)在开关电源次级绕组输出回路上串联ptc电阻。但是，功率回路串联ptc电阻会降低电源转换器的效率，这将使得电源转换器无法满足六级能效率要求。

(2)在开关电源次级绕组输出回路上串联熔断保险丝。但是，由于是熔断后的保险丝不可恢复，使得产品可靠性降低，影响电源转换器的售后品质。

(3)采用两级过流保护电路。在开关电源次级绕组的输出回路串联电流采样电阻，另外增加比较器等外围器件以进行第二级的过流保护，但是这样不利于产品小型化设计，同时会增成本。

为了提高安全性以及满足lps测试，中国专利文献cn101783595b公开了一种反激式电源过功率补偿的方法，其背景技术的实施例分别介绍了以下两个方案：1、如该专利文献图3所示，通过从变压器初级绕组的输入电压引入补偿电平到pwm芯片的电流检测引脚cs，从而实现对pwm芯片的功率补偿；但是这种功率补偿一直持续。2、如该专利文献图4所示，当检测到输出电压vout增大时，打开功率补偿电路。

随着消费电子发展，5g与大容量电池的应用，高功率密度的超级快充开关电源的市场需求越来越大，例如宽输出电压(5v-24v)且输出功率大于50w的快充充电器或适配器。然而，对于这些宽输出范围的开关电源而言，这种功率补偿方法并不合适。

技术实现要素：

基于上述现状，本发明的主要目的在于提供一种开关电源、电源适配器及充电器，使得在输出较低电压时即使出现短路等故障，输出电流也不会过大，从而提高产品安全性能，同时在输出较高电压时也能输出额定的最大限制功率。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种开关电源，包括电流型pwm控制单元和变压器，所述电流型pwm控制单元包括电流检测端is；所述电流检测端is用于检测所述变压器的初级绕组电流，从而控制功率传输；所述开关电源还包括依次串联的直流供电电路和功率补偿辅助电路，所述直流供电电路的输入端连接辅助电压输出端，所述辅助电压输出端输出与所述开关电源的输出电压v0相关联的辅助电压vi；所述功率补偿辅助电路的输出端与电流检测端is连接；所述功率补偿辅助电路，用于判断所述直流供电电路的输出电压，即当所述开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，所述功率补偿辅助电路产生直流电压，从而向所述电流检测端is提供补偿电平；当所述开关电源当前的输出电压v0大于阈值电压时，所述功率补偿辅助电路不产生所述直流电压，从而不向所述电流检测端is提供补偿电平；其中，所述阈值电压在所述开关电源的输出电压范围内。

优选的，所述变压器还包括第一辅助绕组和第二辅助绕组；第一辅助绕组，具有第一辅助电压输出端，用于产生与输出电压v0相关联的第一辅助电压vl；第二辅助绕组，具有第二辅助电压输出端，用于产生与输出电压v0相关联的第二辅助电压vh，所述第一辅助电压vl小于第二辅助电压vh；所述功率补偿辅助电路包括开关k、比较器a1和电平产生电路；所述直流供电电路包括第一电路、第二电路和第三电路；所述第一电路的输入端连接第一辅助电压输出端或第二辅助电压输出端，所述第一直电路的输出端、开关和电平产生电路和电流检测端is依次连接；所述第三电路的输入端连接第一辅助电压输出端，输出端连接所述比较器a1的第一输入端；所述第二电路的输入端连接第二辅助电压输出端，输出端连接所述比较器a1的第二输入端；所述比较器a1用于对所述第三电路输出的电压和所述第二电路输出的电压进行比较，当所述开关电源当前的输出电压不大于阈值电压时，输出控制信号控制开关k导通，所述电平产生电路产生输出电压，从而向所述电流检测端提供补偿电平；当所述开关电源当前的输出电压大于阈值电压时，输出控制信号控制开关k断开，所述电平产生电路产生不输出电压，从而不向所述电流检测端提供补偿电平。

优选的，所述功率补偿辅助电路包括p型半导体开关管，所述直流供电电路分别向所述p型半导体开关管的电流流入端和控制端提供第二电压va和第一电压vb，所述第二电压va和第一电压vb至少一者与所述开关电源当前的输出电压v0相关；当所述开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，所述第二电压va与第一电压vb的差值大于所述p型半导体开关管的电流流入端和控制端之间的导通电压，所述p型半导体开关管导通，所述功率补偿辅助电路产生直流电压，从而向所述电流检测端提供补偿电平；当所述开关电源当前的输出电压v0大于阈值电压时，所述第二电压va与第一电压vb的差值小于所述p型半导体开关管的电流流入端和控制端之间的导通电压，所述p型半导体开关管关断，所述功率补偿辅助电路不产生直流电压，从而不向所述电流检测端提供补偿电平。

优选的，所述p型半导体开关管包括pnp三极管或p沟道场效应管；所述pnp三极管的电流流入端、控制端分别为发射极和基极；所述p沟道场效应管的电流流入端、控制端分别为源极和栅极。

优选的，所述功率补偿辅助电路还包括电阻分压模块，所述电阻分压模块包括第一电阻r1和第二电阻r2，所述pnp三极管的集电极通过所述第二电阻与所述电流检测端is连接，所述电流检测端is通过所述第一电阻与所述变压器的初级绕组的采样电阻rs连接；当所述pnp三极管q2导通时，第二电压va通过在所述第一电阻r1、第二电阻r2上施加电压而对向所述电流检测端提供补偿电平。

优选的，所述变压器还包括第一辅助绕组和第二辅助绕组，第一辅助绕组，用于产生与输出电压相关联的第一辅助电压vl；第二辅助绕组，用于产生与输出电压相关联的第二辅助电压vh，所述第一辅助电压vl小于第二辅助电压vh；所述直流供电电路包括第一直流供电电路和第二直流供电电路，所述第一直流供电电路用于根据输入的所述第一辅助电压vl输出第一电压vb；所述第二直流供电电路用于根据输入的第二辅助电压vh输出第二电压va。

优选的，所述第二直流供电电路包括第三电阻r3、n沟道mos管q3、第一稳压二极管zd1、电容c1，第一直流供电电路包括第二稳压二极管zd2；所述第二辅助电压vh通过第三电阻r3和第一稳压二极管zd1接地，且所述第一稳压二极管zd1的阳极接地；n沟道mos管q3的漏极、栅极和源极分别与所述第二辅助电压vh、所述第一稳压二极管zd1的阴极、所述pnp三极管q2的发射极连接，其中，所述pnp三极管q2的发射极输出所述第二电压va；所述第一辅助电压vl通过所述第二稳压二极管zd2与所述pnp三极管q2的基极连接，且所述第二稳压二极管zd2的阳极与所述第一辅助电压vl连接，其中，所述pnp三极管q2的基极的电压为所述第一电压vb。

优选的，所述第二直流供电电路包括稳压芯片，第一直流供电电路包括第二稳压二极管zd2；所述稳压芯片根据输入的第二辅助电压vh输出所述第二电压va，其中所述第二电压va为设定电压值或与第二辅助电压vh相关联的电压值；所述第一辅助电压vl通过所述第二稳压二极管zd2与所述pnp三极管q2的基极连接，且所述第二稳压二极管zd2的阴极与所述pnp三极管q2的基极连接，其中，所述pnp三极管q2的基极的电压为所述第一电压vb。

优选的，所述变压器还包括辅助绕组，所述辅助绕组，用于产生与所述开关电源的输出电压相关联的辅助电压vi；所述直流供电电路包括第一直流供电电路和第二直流供电电路，所述第一直流供电电路用于根据输入的所述辅助电压vi输出第一电压vb；所述第二直流供电电路用于根据输入的辅助电压vi输出第二电压va。

优选的，所述第二稳压二极管zd2的稳压值，根据所述阈值电压确定。

优选的，所述开关电源还包括第三稳压二极管zd3和第四稳压二极管zd4；所述第二电压va通过所述第三稳压二极管zd3与所述pwm控制单元的电源端vcc连接，所述第一辅助电压vl通过所述第四稳压二极管zd4与所述pwm控制单元的电源端vcc连接，第三稳压二极管zd3和第四稳压二极管zd4的阴极连接所述pwm控制单元的电源端vcc；所述第一稳压二极管zd1的稳压值由所述pwm控制单元的电源端vcc的供电范围确定。

优选的，所述开关电源的输出电压范围为5-24v，或者与5-24v的电压范围至少部分重叠。

本发明还提供了一种电源适配器或充电器，包括前述任一所述的开关电源。

【有益效果】

通过设置上述阈值电压，当所述开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，所述功率补偿辅助电路产生输出电压，从而向所述电流检测端is提供补偿电平，该补偿电平与电流采样电阻上的电压叠加，使得pwm控制单元通过电流检测端is检测到的电平变大，从而在最大限制输出功率以下的某一较小功率时即降低pwm信号的占空比，最终使初级绕组的功率维持在该较小功率上，即将输出功率维持在一更小功率上，进而使输出电流维持在较小值，更容易满足lps测试的需求，或者在实际应用中降低安全风险。另外，由于功率补偿辅助电路在输出电压v0大于阈值电压时停止向电流检测端is提供补偿电平，因此不会降低开关电源在这个输出电压段的实际输出功率(例如，开关电源的输出能够达到其最大限制输出功率)，提高充电效率，对于快充电源适配器而言尤其重要，同时停止提供补偿电平可以降低功耗，提高开关电源的能效。

在一些实施例中，相比于没有采用本发明功率补偿辅助电路的开关电源，输出电压纹波更小，可闻噪声更小。

在优选方案中，p型半导体开关管(例如pnp三极管)既作为通过比较第一电压vb和第二电压va之间的大小进而比较输出电压v0与阈值电压之间大小的器件，又作为控制直流供电电路向功率补偿辅助电路供电通道的开关，电路结构简单、体积和功耗相对较小。

本发明的其他有益效果，将在具体实施方式中通过具体技术特征和技术方案的介绍来阐述，本领域技术人员通过这些技术特征和技术方案的介绍，应能理解所述技术特征和技术方案带来的有益技术效果。

附图说明

以下将参照附图对根据本发明的优选实施方式进行描述。图中：

图1为根据本发明的一种优选实施方式的开关电源的示意图

图2为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图3为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图4为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图5为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图6为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图7为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图8为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图9为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图10为根据本发明的另一种优选实施方式的开关电源的示意图

图11是没有采用本发明开关电源的输出电流和输出电压的波形图

图12是没有采用本发明开关电源的输出电压纹波

图13是采用本发明开关电源一种实施例的输出电流和输出电压的波形图

图14是采用本发明开关电源一种实施例的输出电压纹波

具体实施方式

图1是本发明一种实施例的开关电源的示意图，该开关电源具有宽输出电压，即输出电压范围较宽，例如2-30v，或者5-24v，或者输出可变电压(5v-9v/5v-11v/5v-12v/5v-15v/5v-20v)，或者其输出电压范围vmin-vmax与5-24v的电压范围至少部分重叠，本开关电源尤其适用在高功率密度、宽输出电压的快充电源适配器或充电器中。

开关电源包括电流型pwm控制单元(例如电流型pwm控制芯片)、变压器t、功率开关管q1、电流采样电阻rs、直流供电电路、功率补偿辅助电路、钳位电路、滤波电路和电压反馈电路(图中未示出)。变压器t的初级绕组np输入经过整流后的直流电压vbulk(直流电压vbulk经过交流电整流、滤波得到)，钳位电路与初级绕组并联以提供钳位保护，次级绕组ns经过滤波电路输出电压v0。初级绕组通过依次串联的功率开关管q1和电流采样电阻rs接地。电流型pwm控制单元还包括电压检测端(图中未示出)和电流检测端is。输出电压v0经过电压反馈电路获得的电压反馈信号输入到电压检测端，pwm控制单元根据该电压反馈信号参与生成对应的pwm控制信号，从而将输出电压控制维持在需要输出的电压v0上。电流检测端is用于通过检测电流采样电阻rs上的电压检测变压器t的初级绕组电流，当检测得到的电压大于设定电压时，通过降低控制功率开关管q1的pwm信号的占空比，以控制初级绕组电流，即控制初级绕组的功率，进而控制变压器t的功率传输，也就控制了输出功率。

直流供电电路、功率补偿辅助电路和电流检测端is依次串联，直流供电电路的输入端输入连接辅助电压输出端，辅助电压输出端输出与开关电源的输出电压v0相关联的辅助电压vi；功率补偿辅助电路的输出端与电流检测端is连接。如图3所示，电压vi可以是辅助绕组的输出电压vh或vl。

在开关电源的输出电压范围(vmin-vmax)内预先设置阈值电压，该阈值电压大于vmin且小于vmax，例如阈值电压可以大约等于vmax/2。

由于pwm控制单元实际上通过控制初级绕组的功率实现对输出功率的控制，pwm控制单元只是限制了输出的最大功率，对于宽输出电压的开关电源而言，当输出电压在较小值的情况下，如果负载过载或者短路，输出电流将变得很大，可能超出lps测试规定的范围，或者在实际应用中这个大电流会造成安全隐患。例如，开关电源输出范围为5-20v，最大限制功率为60w，当输出电压为5v时，如果负载短路，此时输出电流能达到12a才触发pwm控制单元降低pwm占空比的功率保护动作，但12a的电流大于lps测试要求的8a从而导致无法通过lps测试，或者给实际应用带来很大安全风险。由于输出电压为20v时，即使负载短路，最大输出电流一旦达到60w/20v＝3a时即触发了pwm控制单元的功率保护动作，该最大电流也不会超过lps测试要求，在实际应用中的风险也较低。可见，在宽输出电压的此类开关电源中，当输出较小电压时，输出电流更容易超出安全范围，只要控制了较小电压时输出电流不超过安全范围，较高电压时的输出电流就不会超过安全范围。

本发明为了解决上述问题，通过设置上述阈值电压，当开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，功率补偿辅助电路产生直流电压，从而向电流检测端is提供补偿电平，该补偿电平与电流采样电阻rs上的电压叠加，使得pwm控制单元通过电流检测端is检测到的电平变大，从而在最大限制输出功率以下的某一较小功率时即降低pwm信号的占空比，最终使初级绕组的功率维持在该较小功率上，即将输出功率维持在一更小功率上，进而使输出电流维持在较小值，更容易满足lps测试的需求，或者在实际应用中降低安全风险。另外，当输出电压v0大于阈值电压时，所述功率补偿辅助电路不产生直流电压，从而停止向电流检测端is提供补偿电平，因此不会降低开关电源在这个输出电压段的实际输出功率(例如，开关电源的输出能够达到其最大限制输出功率为60w，当输出电压v0大于阈值电压时，开关电源能够输出60w，但是，当输出电压v0小于阈值电压时，开关电源能输出的功率小于60w)，提高充电效率，对于快充电源适配器或充电器而言尤其重要，另外，停止提供补偿电平可以降低功耗，提高开关电源的能效。

补偿电平的大小可以为其中，vrs是在没有功率补偿辅助电路情况下，开关电源输出最大限制输出功率时采样电阻rs上的电压，vmin是开关电源输出电压范围的最小值，imax是最大限制输出电流。

例如，输出范围为5-20v，vrs＝1v，pmax＝60w，imax＝8a时：

vmin·imax＝5v*8a＝40w，

则补偿电平大小可以取为330mv。在一些具体应用中，补偿电平大小可以50mv-700mv之间。

图2是本发明开关电源一种更优选的实施例。功率补偿辅助电路包括pnp三极管q2和电阻分压模块，直流供电电路根据输入电压vi分别向pnp三极管q2的发射极和基极提供第二电压va和第一电压vb，电阻分压模块的输入端连接pnp三极管q2的集电极，输出连接电流检测端is，第二电压va和第一电压vb至少一者与开关电源当前的输出电压v0相关。当开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，第二电压va与第一电压vb的差值大于pnp三极管q2的发射极和基极之间的导通电压(该导通电压通常在0.7v左右)，pnp三极管q2导通，功率补偿辅助电路产生输出电压，从而通过电阻分压模块向电流检测端is提供补偿电平；当开关电源当前的输出电压v0大于阈值电压时，第二电压va与第一电压vb的差值小于pnp三极管q2的发射极和基极之间的导通电压veb，pnp三极管q2关断，功率补偿辅助电路不产生输出电压，从而不向电流检测端is提供补偿电平。pnp三极管q2既作为通过比较第一电压vb和第二电压va之间的大小进而比较输出电压v0与阈值电压之间大小的器件，又作为控制直流供电电路向功率补偿辅助电路供电通道的开关，电路结构简单、体积和功耗相对较小。

在一些实施例中，第二电压va是固定值，而第一电压vb则是与输出电压v0正相关的电压，如输出电压v0的倍数；

在另一些实施例中，第一电压vb是固定值，而第二电压va则是与输出电压v0相关的电压。

图4是本发明开关电源一种更优选的实施例。功率补偿辅助电路还包括电阻分压模块，电阻分压模块包括第一电阻r1和第二电阻r2，pnp三极管q2的集电极通过第二电阻r2与电流检测端is连接，电流检测端is通过第一电阻r1与变压器t的初级绕组的采样电阻rs连接；当pnp三极管q2导通时，第二电压va通过在第一电阻r1、第二电阻r2上施加电压而对向电流检测端is提供补偿电平，补偿电平大小为：

图5是本发明开关电源一种更优选的实施例。变压器t还包括第一辅助绕组和第二辅助绕组，第一辅助绕组，具有第一辅助电压输出端，用于产生与输出电压相关联的第一辅助电压vl(例如大小等于v0)(第一辅助绕组上生成的感应电动势经过第一二极管d1和电容c1而产生第一辅助电压vl)；第二辅助绕组，具有第二辅助电压输出端，用于产生与输出电压相关联的第二辅助电压vh，第一辅助电压vl小于第二辅助电压vh(例如大小等于3v0)(第二辅助绕组上生成的感应电动势经过第二二极管d2和电容c2而产生第二辅助电压vh)；直流供电电路包括第一直流供电电路和第二直流供电电路，第一直流供电电路用于根据输入的第一辅助电压vl输出第一电压vb；第二直流供电电路用于根据输入的第二辅助电压vh输出第二电压va。

图6是本发明开关电源一种更优选的实施例。第二直流供电电路包括第三电阻r3、n沟道mos管q3、第一稳压二极管zd1、电容c3，第一直流供电电路包括第二稳压二极管zd2；第二辅助电压vh通过第三电阻r3和第一稳压二极管zd1接地，且第一稳压二极管zd1的阳极接地；n沟道mos管q3的漏极、栅极和源极分别与第二辅助电压vh、第一稳压二极管zd1的阴极、pnp三极管q2的发射极连接，其中，pnp三极管q2的发射极输出第二电压va；第一辅助电压vl通过第二稳压二极管zd2与pnp三极管q2的基极连接，且第二稳压二极管zd2的阳极与第一辅助电压vl连接，其中，pnp三极管q2的基极的电压为第一电压vb。当vh≥vzd1，第一稳压二极管zd1被反向击穿，q3的栅极电压被钳位在vzd1，且q3被导通，vh开始向电容c3充电，直至电容c3的电压达到vzd1-vth时(vth为q3栅源极导通阈值电压)，q3管关断，第一电压va大小被维持在vzd1-vth。当vh＜vzd1，第一稳压二极管zd1无法被击穿，q3栅极电压维持在vh，q3保持导通，第一电压va大小被维持在vh-vth。当：

va-veb-vl≥vzd2时，

pnp三极管q2导通，反之则关断，其中，veb是pnp三极管q2发射极和集电极之间的导通电压，vzd2是第二稳压二极管zd2的反向击穿电压)。

在一个实施例中，若：vh＝3v0，vl＝v0，第一稳压二极管zd1的反向击穿电压为16v；

(1)当vh≥16v(即v0≥16/3v＝5.3v)时，

pnp三极管q2导通时有如下关系：va-vb≥0.7，

而va＝16-vth，vb＝vzd2+v0，

即：(16-vth)-(vzd2+v0)≥0.7，

16-vth-0.7-v0≥vzd2，因此，v0≤15.3-vth-vzd2，

即，阈值电压为：15.3-vth-vzd2；

如设定vzd2为5v，vth为2.5v，则阈值电压为7.8v，即输出电压处于5.3v-7.8v时，需要进行功率补偿，输出电压大于7.8v时，不需要进行功率补偿。

(2)当vh＜16v时(即v0＜16/3v＝5.3)，

pnp三极管q2导通的情形有如下关系：va-vb≥0.7，

而va＝3v0-vth，vb＝vzd2+v0，

(3v0-vth)-(vzd2+v0)≥0.7，即：2v0-vth-0.7≥vzd2，因此，

(vth+0.7+vzd2)/2≤v0。

如设定vzd2为5v，vth为2.5v，(vth+0.7+vzd2)/2＝4.4v，而输出电压的最小值是5v，所以，在输出电压处于5v-5.3v时，需要进行功率补偿，输出电压小于5v时，不会正常工作。

综上所述，在输出电压处于5v-7.8v时，需要进行功率补偿；输出电压大于7.8v时，不需要进行功率补偿。因此在输出电压v0不大于阈值电压(15.3-vth-vzd2)时，使得pnp三极管q2导通，需要进行功率补偿。

可见，对于确定大小的va、第一辅助电压vl，设计的阈值电压大小决定了选用多大反向击穿电压vzd2的第二稳压二极管zd2。

图7是本发明开关电源一种更优选的实施例，该开关电源与图6的基本相似，主要的差别包括第二直流供电电路的差异，第二直流供电电路包括稳压芯片，第一直流供电电路包括第二稳压二极管zd2；稳压芯片根据输入的第二辅助电压vh输出稳定的第二电压va，其中第二电压va为设定电压值(例如15-17v)；第一辅助电压vl通过第二稳压二极管zd2与pnp三极管q2的基极连接，且第二稳压二极管zd2的阴极与pnp三极管q2的基极连接，其中，pnp三极管q2的基极的电压为第一电压vb。

图8是本发明开关电源一种更优选的实施例，该开关电源与图6的开关电源大体相似，主要区别包括辅助绕组和直流供电电路的差异。变压器t还包括辅助绕组，辅助绕组用于产生与开关电源的输出电压相关联的辅助电压vi；直流供电电路包括第一直流供电电路和第二直流供电电路，第一直流供电电路用于根据输入的辅助电压vi输出第一电压vb；第二直流供电电路用于根据输入的辅助电压vi输出第二电压va。例如，本实施例的第二直流供电电路可以采用稳压芯片以输出固定电压值的第二电压va，第一直流供电电路可以采用如图7所示的第一直流供电电路。

图9是本发明开关电源一种更优选的实施例，开关电源还包括第三稳压二极管zd3、第四稳压二极管zd4和第四电阻r4；第二电压va通过第三稳压二极管zd3与pwm控制单元的电源端vcc连接，第一辅助电压vl通过第四稳压二极管zd4与电源端vcc连接，第三稳压二极管zd3和第四稳压二极管zd4的阴极连接pwm控制单元的电源端vcc，第一稳压二极管zd1的稳压值由pwm控制单元的电源端vcc的供电范围确定。另外，第一辅助电压vl通过第四电阻r4接地。

根据图6实施例可知，当vh≥vzd1，第二电压va的电压维持在vzd1-vth，当vh＜vzd1，第二电压va的电压维持在vh-vth。

(1)当：va＞vl时，vcc＝va-vzd3＝vzd1-vth-vzd3，

可见，第一稳压二极管zd1的稳压值由pwm控制单元的电源端vcc的供电范围确定，其中，vzd3为第三稳压二极管zd3的正向导通电压，通常为0.7v左右；

(2)当：va≤vl时，vcc＝vl-vzd4(vzd4为第四稳压二极管zd4的正向导通电压，通常为0.7v左右)。

具体举例如下：若vh＝3v0，vl＝v0，vth＝2.5v，

(1)当v0＝5v时，va＝15v-2.5v＝12.5v，vl＝5v，

因此，vcc＝va-vzd3＝12.5v-0.7v＝11.8v；

(2)当v0＝20v时，va＝16v-2.5v＝13.5v，vl＝20v，

因此，vcc＝vl-vzd4＝12v-0.7v＝11.3v。

图3是本发明开关电源一种更优选的实施例，变压器t还包括第一辅助绕组和第二辅助绕组；第一辅助绕组，具有第一辅助电压输出端，用于产生与输出电压相关联的第一辅助电压vl；第二辅助绕组具有第二辅助电压输出端，用于产生与输出电压相关联的第二辅助电压vh，第一辅助电压vl小于第二辅助电压vh；功率补偿辅助电路包括开关k、比较器a1和电平产生电路；直流供电电路包括第一直流供电电路、第二直流供电电路和第三直流供电电路；第一直流供电电路的输入端连接第一辅助电压输出端或第二辅助电压输出端，第一直流供电电路的输出端、开关k和电平产生电路和电流检测端is依次连接；第三直流供电电路的输入端连接第一辅助电压输出端，输出端连接比较器a1的第一输入端(例如反相输入端)输入第一辅助电压vl；第二直流供电电路的输入端连接第二辅助电压输出端，输出端连接比较器a1的第二输入端(例如同相输入端)；比较器a1用于对第三直流供电电路输出的电压和第二直流供电电路输出的电压进行比较，使得当开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，输出控制信号控制开关k导通，电平产生电路产生输出电压，从而向电流检测端is提供补偿电平；当开关电源当前的输出电压v0大于阈值电压时，输出控制信号控制开关k断开，电平产生电路产生不输出电压，从而不向电流检测端is提供补偿电平。上述第二直流供电电路可以采用图6中的第二直流供电电路，因此，输入同相输入端的电压大小为第二电压va。上述第一直流供电电路可以采用电阻，因此，输入反相输入端的电压大小为vl。该电平产生电路可以采用图4中的电阻分压模块。

图10是本发明开关电源一种更优选的实施例，本实施例与图4开关电源大体相同，主要区别包括用p沟道场效应管q4替代了pnp三极管q2。如图10所示，功率补偿辅助电路包括p沟道场效应管q4，直流供电电路分别向p沟道场效应管q4的源极和栅极提供第二电压va和第一电压vb，第二电压va和第一电压vb至少一者与开关电源当前的输出电压v0相关；当开关电源当前的输出电压v0不大于阈值电压时，第二电压va与第一电压vb的差值大于p沟道场效应管q4的源极和栅极之间的导通电压，p沟道场效应管q4导通，功率补偿辅助电路产生输出电压，从而向电流检测端提供补偿电平；当开关电源当前的输出电压v0大于阈值电压时，第二电压va与第一电压vb的差值小于p沟道场效应管q4的源极和栅极之间的导通电压，p沟道场效应管q4关断，功率补偿辅助电路不产生输出电压，从而不向电流检测端提供补偿电平。

图11是没有采用本发明开关电源的输出电流和输出电压的波形图，图中曲线2和曲线1分别是该开关电源输出电流和输出电压，可以看出输出电流最大达到9.54a才进入限流保护，不符合lps测试要求小于8a的规定。图12是没有采用本发明开关电源的输出电压纹波，从图中可以看出输出电压纹波达到了184mv。

图13是采用本发明开关电源一种实施例的输出电流和输出电压的波形图，图中曲线2和曲线1分别是该开关电源输出电流和输出电压，可以看出输出电流达到6.6a即进入限流保护，符合lps测试要求小于8a的规定。图14是采用本发明开关电源的输出电压纹波，从图中可以看出输出电压纹波只有124mv，可见，本发明还可以降低输出电压纹波。

本领域的技术人员能够理解的是，在不冲突的前提下，上述各优选方案可以自由地组合、叠加。

应当理解，上述的实施方式仅是示例性的，而非限制性的，在不偏离本发明的基本原理的情况下，本领域的技术人员可以针对上述细节做出的各种明显的或等同的修改或替换，都将包含于本发明的权利要求范围内。