一种非变压器的隔离型大降压比DC-DC转换器的制作方法

本发明涉及一种dc-dc转换器，具体涉及一种非变压器的隔离型大降压比dc-dc转换器。

背景技术：

电力电子技术是国民经济和国家安全领域的重要支撑技术，是实现节能环保和提高人们生活质量的重要技术手段。高效率和高质量的电能变换是电力电子技术发展的终极目标。非隔离大变比dc-dc转换器现在广泛应用于直流分布式系统、便携式电子设备、通信系统和电压调节模块等。特别是在数据中心应用广泛，由于数据中心的负载每年都在不断增加，预计到2020年末，将占到总电力能源消耗的10％。数据中心现存的12v直流母线电压有着更高的线路损耗，更高的48v直流母线电压正在发展并已经应用在工业领域中，学术界和工业界表示未来将发展400v母线电压，供电电源将发展新型的大变比拓扑，这类新型拓扑具有高效率，体积小及重量轻等特点。传统的buck电路由于占空比的限制不能实现48v到1.xv的电压转换，这是因为极小的占空比使得开关损耗急剧增大，效率严重降低的缘故。因此研究大降压比的dc/dc变换器是一个必然的趋势。

目前存在的大降压比的dc-dc拓扑主要分为两类：

1)隔离型大降压比dc-dc转换器，这类转换器基于变压器变比实现大变比，这类拓扑有llc，反激电路等；

2)非隔离大降压比dc-dc转换器，这类转换器基于耦合电感，开关电容及两级拓扑等。

隔离型的拓扑已经普遍应用在目前的工业领域，但由于存在的变压器，功率密度和体积无法做的很小，这也限制了隔离性dc-dc拓扑的发展。非隔离拓扑在未来是一个非常好的候选，已经获得了很大的关注，基于耦合电感原理的非隔离拓扑也是靠匝比降压，其实质跟隔离型变压器一样的；两级拓扑目前已被工业界和学术界普遍认可，但两级拓扑有着大量的有源器件，通常第二级拓扑的损耗非常大；基于开关电容的dc-dc拓扑利用电容作为储能元件来实现变比，由于无磁件，其拓扑体积小，重量轻及高效率等优势。但缺点也很明显，拓扑结构决定了其电压变比，随着电压变比越大，其开关电容数量和有源开关管数量也越多，因此单纯的开关电容拓扑并不适合大变比降压应用领域。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种非变压器的隔离型大降压比dc-dc转换器，该转换器损耗较低，且器件数目较少，同时高效率、体积小、重量轻、电压变比较大的特点。

为达到上述目的，本发明所述的非变压器的隔离型大降压比dc-dc转换器包括输入电源、第一电容、第一开关管、第二开关管、第三电容、第一电感、第四开关管、第二电感、第二电容、第三开关管及第五开关管；

输入电源的正极与第一电容的正极及第一开关管的一端相连接，第一开关管的另一端与第二开关管的一端及第三电容的正极相连接，第三电容的负极与第一电感的一端及第四开关管的一端相连接，第一电感的另一端与负载电阻的一端及第二电感的一端相连接，第一电容的负极与第二电容的正极、第二开关管的另一端、第二电感的另一端及第五开关管的一端相连接，第二电容的负极、输入电源的负极及第三开关管的一端均接地，第三开关管的另一端与第五开关管的另一端、第四开关管的另一端及负载电阻的另一端相连接。

还包括与负载电阻相连接的输出滤波电容。

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及第五开关管均为有源开关管。

在t0＜t＜t1时刻，导通第一开关管及第五开关管，同时断开第二开关管、第三开关管及第四开关管，流过第二电感的电流il2流经第五开关管，第二电感将存储的能量供给负载，流过第一电感的电流il1分为两路，其中一路经第一电容、第一开关管、第三电容、第一电感、输出滤波电容、负载电阻及第五开关管返回至第一电容，第一电容给第三电容和第一电感充电，并向负载供电；另一路流经第一开关管、第三电容、第一电感、输出滤波电容、负载电阻、第五开关管及第二电容最后返回至输入电源，通过输入电源给第二电容及第一电感充电，并向负载供电，此时，流经第二电感的电流il2降低，流经第一电感的电流il1增加，根据kvl定理得：

vc1＝vc3+vl1+vo(1)

vl2＝vo(2)

vin＝vc1+vc2(3)

在t1＜t＜t2时刻，断开第一开关管，导通第四开关管，流经第二电感的电流il2通过第五开关管向负载供电，第一电感通过第四开关管向负载供电，根据kvl定理得：

vl1＝-vo(4)

vl2＝-vo(5)

在t2＜t＜t3时刻，导通第二开关管及第三开关管，关断第五开关管，流经第一电感的电流il1通过第四开关管为负载供电，流经第二电感的电流il2有三条支路，其中，第一条支路流经第二电容、第二电感、输出滤波电容、负载电阻及第三开关管并回到第二电容，第二电容放电为负载提供能量；第二条支路流经第三电容、第二开关管、第二电感、输出滤波电容、负载电阻及第四开关管返回至第三电容，第三电容放电为负载提供能量；第三条支路流经输入电源、第一电容、第二电感、输出滤波电容、负载电阻、第三开关管后返回至输入电源，输入电源为第二电感充电，并向负载供电，根据kvl定理得：

vin＝vc1+vc2(6)

vl1＝-vo(7)

vc3＝vl2+vo(8)

vc2＝vl2+vo(9)

在t3＜t＜t4时刻，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及第五开关管的开关状态与t1＜t＜t2时刻相同，根据电感元件的伏秒平衡特性，得：

d(vc1-vc3-vo)＝(1-d)vo(10)

d(vc3-vo)＝(1-d)vo(11)

结合式(6)、式(8)、式(9)、式(10)及式(11)，得dc-dc转换器的电压增益m为：

根据kvl定理得第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及第五开关管所承受的电压应力分为：

vs1＝vc1(13)

vs2＝vc1(14)

vs3＝vs5＝vc2(15)

vs4＝vc1-vc3(16)

基于式(6)、式(10)、式(11)和式(12)，得第一电容、第二电容及第三电容的电压应力表达式为：

将式(17)及式(18)代入式(6)、式(7)、式(8)及式(9)，得：

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的非变压器的隔离型大降压比dc-dc转换器在具体操作时，第一电容、第二电容及第三电容作为钳位电容，起分压作用，同时用于存储能量，减少各开关管承受的电压应力，提高降压比，使其具有较大的变压变比，同时本发明的结构类似于串联电容buck转换器和两相交错并联buck转换器的结构,可实现三倍的占空比,使开关管承受的开关应力更低,并保持电流平衡。同时本发明采用五个有源的开关管、三个电容及两个电感构成，器件数量相对较少，且各开关管均为有源开关管，有利于降低损耗，提高效率，体积小，重量轻，适用于大电流负载，对于负载扰动有较好的动态响应。

附图说明

图1为本发明的结构图；

图2为状态1时本发明的电流流向图；

图3为状态2时本发明的电流流向图；

图4为状态3时本发明的电流流向图；

图5为本发明典型工作波形图；

图6为本发明的闭环控制框图；

图7为本发明的输入电压与输出电压的波形图；

图8为第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3的漏源电压波形图；

图9为第四开关管s4及第五开关管s5的漏源电压波形图；

图10为第一电感l1及第二电感l2的电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参考图1，本发明所述的非变压器的隔离型大降压比dc-dc转换器包括输入电源vin、第一电容c1、第一开关管s1、第二开关管s2、第三电容c3、第一电感l1、第四开关管s4、第二电感l2、第二电容c2、第三开关管s3及第五开关管s5；输入电源vin的正极与第一电容c1的正极及第一开关管s1的一端相连接，第一开关管s1的另一端与第二开关管s2的一端及第三电容c3的正极相连接，第三电容c3的负极与第一电感l1的一端及第四开关管s4的一端相连接，第一电感l1的另一端与负载电阻rl的一端及第二电感l2的一端相连接，第一电容c1的负极与第二电容c2的正极、第二开关管s2的另一端、第二电感l2的另一端及第五开关管s5的一端相连接，第二电容c2的负极、输入电源vin的负极及第三开关管s3的一端均接地，第三开关管s3的另一端与第五开关管s5的另一端、第四开关管s4的另一端及负载电阻rl的另一端相连接。

本发明还包括与负载电阻rl相连接的输出滤波电容co；第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4及第五开关管s5均为有源开关管。

本发明的工作过程为：

参考图2，状态1，在t0＜t＜t1时刻，导通第一开关管s1及第五开关管s5，同时断开第二开关管s2、第三开关管s3及第四开关管s4，流过第二电感l2的电流il2流经第五开关管s5，第二电感l2将存储的能量供给负载，流过第一电感l1的电流il1分为两路，其中一路经第一电容c1、第一开关管s1、第三电容c3、第一电感l1、输出滤波电容co、负载电阻rl及第五开关管s5返回至第一电容c1，第一电容c1给第三电容c3和第一电感l1充电，并向负载供电；另一路流经第一开关管s1、第三电容c3、第一电感l1、输出滤波电容co、负载电阻rl、第五开关管s5及第二电容c2最后返回至输入电源vin，通过输入电源vin给第二电容c2及第一电感l1充电，并向负载供电，此时，流经第二电感l2的电流il2降低，流经第一电感l1的电流il1增加，根据kvl定理得：

vc1＝vc3+vl1+vo(1)

vl2＝vo(2)

vin＝vc1+vc2(3)

参考图3，状态2，在t1＜t＜t2时刻，断开第一开关管s1，导通第四开关管s4，流经第二电感l2的电流il2通过第五开关管s5向负载供电，第一电感l1通过第四开关管s4向负载供电，根据kvl定理得：

vl1＝-vo(4)

vl2＝-vo(5)

参考图4，状态3，在t2＜t＜t3时刻，导通第二开关管s2及第三开关管s3，关断第五开关管s5，流经第一电感l1的电流il1通过第四开关管s4为负载供电，流经第二电感l2的电流il2有三条支路，其中，第一条支路流经第二电容c2、第二电感l2、输出滤波电容co、负载电阻rl及第三开关管s3并回到第二电容c2，第二电容c2放电为负载提供能量；第二条支路流经第三电容c3、第二开关管s2、第二电感l2、输出滤波电容co、负载电阻rl及第四开关管s4返回至第三电容c3，第三电容c3放电为负载提供能量；第三条支路流经输入电源vin、第一电容c1、第二电感l2、输出滤波电容co、负载电阻rl、第三开关管s3后返回至输入电源vin，输入电源vin为第二电感l2充电，并向负载供电，根据kvl定理得：

vin＝vc1+vc2(6)

vl1＝-vo(7)

vc3＝vl2+vo(8)

vc2＝vl2+vo(9)

状态4，在t3＜t＜t4时刻，第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4及第五开关管s5的开关状态与t1＜t＜t2时刻相同，根据电感元件的伏秒平衡特性，得：

d(vc1-vc3-vo)＝(1-d)vo(10)

d(vc3-vo)＝(1-d)vo(11)

结合式(6)、式(8)、式(9)、式(10)及式(11)，得dc-dc转换器的电压增益m为：

根据kvl定理得第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4及第五开关管s5所承受的电压应力分为：

vs1＝vc1(13)

vs2＝vc1(14)

vs3＝vs5＝vc2(15)

vs4＝vc1-vc3(16)

基于式(6)、式(10)、式(11)和式(12)，得第一电容c1、第二电容c2及第三电容c3的电压应力表达式为：

将式(17)及式(18)代入式(6)、式(7)、式(8)及式(9)，得：

基于上述的运行原理及理论分析，实验建立了一个60w48v一1.8v的样机以验证提出的拓扑电路，控制框图如图6，输出电压经采样电阻采样输出采样电压，然后与参考值相减，经过pi算法调节后，生成pwm信号送入驱动电路，驱动电路驱动第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4及第五开关管s5的开通与关断，实验波形如图7、图8、图9及图10，由实验波形可知，实验与理论分析达成一致，本发明能够实现较大的变压比。

应当指出的是，本发明是基于低压高输出电流高转换比的应用，当占空比小于0.5，本发明处于连续导通模式(ccm)时，只能实现高转换比例。