缓冲电路及应用其的开关电源的制作方法

本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种缓冲电路及应用其的开关电源。

背景技术：

针对变压器副边绕组漏感产生的尖锋电压，现有技术方案有两种：一是不采用缓冲电路，采用反向耐压更高的副边二极管；二是在副边二极管上并联rc缓冲电路，见图1中的r2和c2。其中lpk为原边漏感，lsk为副边漏感，ls为副边绕组。下面是两种现有技术方案的工作原理及优缺点。

参考图1，采用反向耐压更高的二极管时，副边二极管d2存在内部的结电容cd。在原边功率管m1导通时刻，lx点的电压降低，副边二极管d2阳极的电压降低，结电容cd被输出电容cout充电，充电电流回路为：cout-cd-lsk-ls-sgnd-cout，sgnd为副边地。结电容cd充电过程中，结电容cd与副边漏感lsk是串联关系。当lx点的电压降低到0v，副边二极管d2阳极的电压降低到(-vbus*ns/np)，这里，vbus为直流母线电压，ns/np为变压器t的副原边匝比，充电电流在lsk的续流作用下继续拉低副边二极管d2阳极的电压，副边二极管d2阳极的电压经过若干周期震荡后稳定在(-vbus*ns/np)，变压器副边漏感lsk的存在导致副边二极管d2承受更高的反向尖锋电压，开关电源的emi性能会变差，副边只能选择更高耐压的二极管，这会牺牲效率并增加成本。

副边二极管d2并联rc缓冲电路时，图1所示，并联电容c2的容值远远大于结电容cd。在原边功率管m1导通时刻，c2也会被充电且充电效应远远大于cd。串连电阻r2的存在阻尼了副边漏感lsk的串联谐振行为，有效降低了漏感引起的尖锋电压，但是串联的电阻会产生功耗，降低效率。针对变压器副边绕组的尖锋电压，现有的两种技术方案的缺点是明显的，会增加电源的成本，降低电源的效率，也不利于电源产品的小型化。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种缓冲电路，以解决现有的缓冲电路效率较低的问题。

第一方面，提供一种缓冲电路，应用于反激变换器中，所述缓冲电路与所述反激变换器副边的整流电路并联连接，其特征在于，所述缓冲电路包括：

电容器件，被配置为在所述反激变换器的原边功率管导通时，输出电容为其充电，在所述原边功率管关断时，所述电容器件经变压器副边绕组放电以减小原边绕组的漏感能量，从而在减小副边的尖峰电压的同时提高所述反激变换器的效率。

优选地，所述电容器件与变压器副边绕组的漏感谐振，且其所处的放电回路不经过电阻性元件。

优选地，所述整流电路为副边二极管或同步整流电路。

优选地，所述缓冲电路由所述电容器件构成，所述电容器件与所述整流电路并联连接。

优选地，所述整流电路连接在所述副边绕组的一端以及副边地之间。

优选地，所述缓冲电路包括所述电容器件、缓冲电阻以及缓冲二极管，其中，所述缓冲电阻与所述缓冲二极管并联连接后，再与所述电容器件串联连接。

优选地，所述电容器件的充电电流经过所述缓冲电阻，且所述电容器件的放电电流不经过所述缓冲电阻。

优选地，其中，所述缓冲二极管的连接方向与所述副边二极管相同。

优选地，所述缓冲二极管的阳极与所述同步整流电路中的同步整流管的源极连接，或者所述缓冲二极管的阴极与所述同步整流管的漏极连接。

优选地，所述缓冲二极管为快恢复二极管。

第二方面，提供一种开关电源，其特征在于，包括：

功率级电路，其被配置为反激变换器，以及，

上述的缓冲电路。

本发明的副边缓冲电路，通过使得缓冲电容放电电流不再经过缓冲电阻以减小损耗。具体地通过在副边直接并联缓冲电容，或者在缓冲电阻上并联一个缓冲二极管，不仅使得串联的缓冲电阻可以阻尼漏感的谐振行为，减小尖锋电压，且由于缓冲二极管的存在，当缓冲电容充电时，缓冲二极管反向不导通，缓冲电阻仍然能够起到阻尼谐振的作用；当缓冲电容放电时，缓冲二极管正向导通，将缓冲电阻短路，缓冲电容放电电流及变压器的励磁电流不再经过缓冲电阻，从而能够改善效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术的采用缓冲电路的开关电源示意图；

图2依据本发明第一实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图3依据本发明第二实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图4依据本发明第三实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图5依据本发明第四实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图6依据本发明第五实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图7依据本发明第六实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图8依据本发明第七实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图；

图9为效率对比表。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2依据本发明第一实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图。其中，开关电源包括功率级电路和控制电路(图中未示出)，功率级电路为反激式拓扑，包括串联连接在电压输入端vbus和接地端之间的原边绕组lp和原边功率管m1，与原边绕组lp耦合的副边绕组ls以及与副边绕组s连接的整流电路20，在本实施例中，整流电路20为副边二极管或同步整流电路。此外，功率级电路还包括原边漏感lpk以及副边漏感lsk。功率级电路通过辅助绕组等方式可以获得功率级电路的输出电压信息，副边绕组ls的电流过零时刻以及电流谷底时刻信息。并基于上述信息对原边功率管m1进行控制，以获得满足需求的输出电压或者输出电流。

根据对图1的分析，变压器副边漏感lsk的存在导致副边二极管d2或者同步整流电路承受更高的反向尖锋电压，开关电源的emi性能会变差，副边只能选择更高耐压的二极管或者晶体管，这会牺牲效率并增加成本。现有技术方案中，rc缓冲电路中的串连电阻r2的存在虽然阻尼了副边漏感lsk的串联谐振行为，有效降低了漏感引起的尖锋电压，但是串联的电阻会产生功耗，降低效率。

基于此，本发明提出的解决方案为，缓冲电路包括电容器件，电容器件被配置为在反激变换器的原边功率管m1导通时，输出电容cout为其充电，在所述原边功率管m1关断时，所述电容器件经变压器副边绕组ls放电以减小原边绕组lp的漏感能量，从而在减小副边的尖峰电压的同时提高所述反激变换器的效率。具体地，在副边二极管或者同步整流电路两端并联缓冲电路，缓冲电路包括电容器件，其与变压器副边绕组ls的漏感lsk谐振，且电容器件所处的放电回路不经过电阻性元件。

具体地，第一种解决方案为，缓冲电路仅由电容器件构成，这里，电容器件为缓冲电容c2，缓冲电容c2直接与反激变换器的副边二极管或同步整流电路的同步整流管并联连接，如图2所示。下面分析本发明的技术可以减小损耗的原理：

在原边功率管m1导通时，整流电路20左端a点的电压下降，此时整流电路20处于关断状态，缓冲电容c2被输出电容cout充电，充电回路如图2中实线箭头所示。

在原边功率管m1关断时，a点的电压上升，缓冲电容c2放电给输出电容cout，放电回路如图2中虚线箭头所示。具体地，按照时间顺序有以下工作状态：

(1)原边lx点的电压从0v开始升高，副边a点的电压从(-vbus*ns/np)开始升高，vbus为直流母线电压，ns/np为变压器t的副原边匝比。原边电流经原边绕组lp、原边漏感lpk、lx节点及寄生电容到原边地；副边的缓冲电容c2开始放电，放电电流路径如图2中虚线箭头所示，电流流经副边绕组ls，在副边绕组ls反偏的情况下，将变压器t的励磁电流带到副边绕组ls，产生了最早出现在副边绕组ls上的励磁电流。在该过程中，缓冲电容c2的放电路径中，没有流经电阻性负载，因此被缓冲电容c2放电电流带到副边绕组ls的励磁电流更大，从而使得原边漏感损耗更小，同时，与现有技术相比，也不存在缓冲电阻本身的热损耗，因此可以提高效率。

(2)当lx点的电压升高到vbus+vor，其中，反射电压vor＝(vo+vf)*np/ns，这里vf为副边二极管的正向导通压降；a点的电压升高到vo+vf，此时副边绕组ls电压已建立，在变压器t的原边，直流母线电压vbus不再产生励磁电流，变压器t的磁场能量(励磁电流)继续给lx节点的寄生电容充电，lx点的电压继续升高；在变压器t的副边，副边电流经整流电路20给输出电容cout充电。

(3)当lx点的电压升高到vclamp，这里vclamp为嵌位电压(即二极管d1负极对原边地的电压)，在变压器t的原边，二极管d1、第一电容c1以及第一电阻构成原边的缓冲电路，二极管d1正向导通，原边电流经原边绕组lp、原边漏感lpk、lx节点及二极管d1及第一电容c1到直流母线电压vbus，此时副边绕组ls已导通，原边绕组lp的电压被嵌位在反射电压vor，加在原边漏感lpk上的电压为vclamp-vbus-vor，原边漏感lpk的能量开始存放在第一电容c1上。变压器t副边电流如②/③所示，副边电流经整流电路20给输出电容cout充电。

(4)当原边漏感lpk的电流下降到0，变压器t原边的励磁电流降为0。二极管d1存在反向恢复时间trr，在trr内二极管d1仍然维持导通状态；此时vclamp>vbus+vor，第一电容c1开始对原边漏感lpk和原边绕组lp放电，该电流经过原边绕组lp时，变压器t处于正激模式，能量被送到副边绕组ls，经整流电路20给输出电容cout充电。

(5)二极管d1的反向恢复时间trr结束后，原边绕组lp电流归零,变压器t完成了过渡状态，励磁电流传到副边绕组ls。

综上所述，缓冲电容c2在原边功率管m1导通时被输出电容cout充电，在原边功率管m1关断时向输出电容cout放电。在步骤(1)中，在缓冲电容c2放电时，电流流过副边绕组ls，由于放电电流不经过电阻性元件，因此将较多部分励磁电流带到副边绕组ls，使得原边漏感lpk中存的能量减少，因此可以提高效率。且在后续的步骤中，效率也得到了改善。

图3依据本发明第二实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图，其与第一实施例的区别仅在于，整流电路连接在副边绕组ls的一端以及副边地之间，即整流电路连接在副边的低电位侧，这样以有利于简化整流电路中同步整流管的驱动电路。

缓冲电路本发明提供的第二种解决方案，如图5所示出的依据本发明第四实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图，缓冲电路包括电容器件、缓冲电阻r2以及缓冲二极管d3，这里电容器件为缓冲电容c2。其中，所述缓冲电阻r2与缓冲二极管d3并联连接后，再与缓冲电容c1串联连接。优选地，缓冲二极管d3被配置为快恢复二极管。具体地，当整流电路为同步整流电路时，同步整流电路中的同步整流管的源极与副边绕组ls连接，漏极连接至输出电压vout的高压端。更具体地，缓冲电阻r2与缓冲二极管d3的阳极共同连接至所述同步整流管的源极，缓冲电阻r2与缓冲二极管d3的阴极共同连接至缓冲电容c2的一端，缓冲电容c2的另一端连接至同步整流管的漏极。这样的设置以使得缓冲电容c2的充电电流经过缓冲电阻r2，且缓冲电容c2的放电电流不经过缓冲电阻r2，而是通过缓冲二极管d3将缓冲电阻r2短路。

针对变压器副边的漏感尖锋电压，第二种现有技术方案是采用rc缓冲电路，即采用缓冲电阻r2、缓冲电容c2实现对串联谐振的缓冲和阻尼，达到缓冲尖锋电压的效果。但是，该方案将缓冲电阻r2串联在c2的充放电回路中，会牺牲效率。本发明的第二种技术方案是在缓冲电阻r2上并联缓冲二极管d3，组成副边的缓冲电路，见图5。该电路既可以保持对串联谐振的阻尼效果，也可以优化效率。具体地，在缓冲电容c2充电时，缓冲二极管d3反向不导通，不影响阻尼效果；在缓冲电容c2放电时，缓冲二极管d3正向导通，缓冲电阻r2被短路，从而被缓冲电容c2放电电流带到副边绕组ls的励磁电流更大，原边漏感损耗更小，同时缓冲电阻r2被缓冲二极管d3短路本身也减小了热损耗，因此可以提高效率。

图6依据本发明第五实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图，其与第四实施例的区别仅在于，将整流电路连接在副边绕组ls的一端以及副边地之间，即整流电路连接在副边的低电位侧。其他部分均相同，在此不再赘述。

图7依据本发明第六实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图，其与第五实施例的区别仅在于，将同步整流电路替换为副边二极管d2，且副边二极管d2同样连接在副边绕组ls的一端以及副边地之间。其他部分均相同，在此不再赘述。参考图7可知，缓冲二极管d3的连接方向与副边二极管d2相同。具体地，缓冲二极管d3的阳极与副边二极管d2的阳极直接连接，或者缓冲二极管d3的阴极与副边二极管d2的阴极直接连接。在本发明实施例中，缓冲电阻r2与缓冲二极管d3的阴极共同连接至副边二极管d2的阴极，缓冲电阻r2与缓冲二极管d3的阳极共同连接至缓冲电容c2的一端，缓冲电容c2的另一端连接至副边二极管d2的阳极。

图8依据本发明第七实施例的采用缓冲电路的开关电源的示意图，其与第六实施例的区别仅在于，缓冲电路中，各个元件的位置关系做了改变。其他部分均相同，在此不再赘述。具体不同在于，缓冲电路中，将缓冲电容c2放置在缓冲电阻r2与缓冲二极管d3的左边。可以理解的是，这样的改变，并不影响缓冲电路的工作，只是缓冲电容的充放电电流流经电路元件的顺序做了改变而已。

图9为采用本发明的技术方案与采用现有技术的技术方案的效率对比表。现有技术的方案1采用反向耐压更高的二极管或同步整流管，或现有技术的方案2在副边并联rc以缓冲漏感尖锋电压。可见，现有技术中采用并联缓冲的方案，可以对效率有一定的改善，但是串联的缓冲电阻会产生功耗，导致效率的提高不明显。本发明提供的两种解决问题的技术方案，一是在副边直接并联缓冲电容，通过电容的放电电流将一部分励磁电流带到副边，原边漏感中存储的能量减小，使得效率得到改善；二是在缓冲电阻上并联一个缓冲二极管，将副边的rc缓冲电路升级为rcd缓冲，既能缓冲漏感尖锋电压，也能降低串联电阻的损耗，提高电源的转换效率。

至此可见，本发明的副边缓冲电路，通过使得缓冲电容放电电流不再经过缓冲电阻以减小损耗。具体地通过在副边直接并联缓冲电容，或者在缓冲电阻上并联一个缓冲二极管，不仅使得串联的缓冲电阻可以阻尼漏感的谐振行为，减小尖锋电压，且由于缓冲二极管的存在，当缓冲电容充电时，缓冲二极管反向不导通，缓冲电阻仍然能够起到阻尼谐振的作用；当缓冲电容放电时，缓冲二极管正向导通，将缓冲电阻短路，缓冲电容放电电流及变压器的励磁电流不再经过缓冲电阻，从而能够改善效率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。