一种用于功率变换器的控制电路及其控制方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种用于功率变换器的控制电路及其控制方法。

背景技术：

目前，峰值电流模式控制技术广泛应用在降压变换器(buck)，升压变换器(boost)和反激变换器(flyback)等变换器中，该技术采用电压控制环和电流控制环来实现对输出的控制。现有技术的定频峰值电流模式的控制电路，通过对输出电压进行采样，再与相应的参考电压进行误差处理，得到反馈补偿信号，将反馈补偿信号与电感电流值进行比较，得到比较结果并与时钟信号一起用于产生控制主功率功率管的占空比信号。

图1a和1b分别示出现有技术中的一种降压式的功率变换器的电路结构图及图1a所示功率变换器中控制电路的电路结构图，图1c示出图1b所示控制电路中各个信号的工作时序图。参考图1a和图1b，在功率变换器10中，输出电压vo通过电阻分压器r1和r2采样获得采样电压信号vfb，并将其提供到到跨导放大器123的反相输入端，跨导放大器123的同相输入端接入一固定参考电压vref；跨导放大器123的输出经过信号处理模块124的滤波调幅处理后送到比较器122的反相输入端，比较器122的同相输入端接入通过采样模块112获取电感电流il的采样信号vl，该采样模块112的等效电阻为ri，采样信号vl的值可以为电感电流il和等效电阻为ri的乘积；比较器122的输出与rs触发器121的复位端r相接；rs触发器121的置位端s由一压控振荡器(vco)100相连；rs触发器121的输出将开关控制信号pwm送入到驱动电路111中，该驱动电路111控制该功率变换器10的上功率开关管q1和下功率开关管q2的通断，其中，该压控振荡器(vco)100用于生成定频的时钟信号clk。

传统峰值电流模式控制的buck工作时，输出电压vo经过电阻分压器r1和r2的连接节点将采样电压vfb送入到跨导放大器123的反相输入端，然后123将该采样电压vfb与同相输入端的vref比较，输出一个关于他们差值的信号vc；跨导放大器123的输出vc是通过滤波电容c2的第一次滤波和电阻rc串联电容c1电路的第二次滤波后产生的，再经过调幅单元1241的调幅处理得到反馈补偿信号vc1，该信号被送入到比较器122的同相输入端作为峰值电流的等效设定值。同时为了消除主功率功率管占空比大于50％的情况下可能存在的次谐波振荡，则对电流采样信号vl作斜坡补偿(未示出)，即在电流采样信号vl上叠加斜坡信号后与反馈补偿信号vc1进行比较。

buck上管q1导通时，电感电流il上升，由于电感电流il被采样，比较器122的反相输入端获得的的采样信号vl也上升，比较器122输出低电平，rs触发器输出高电平控制功率驱动电路打开上管q1并关闭下管q2；随着采样信号vl的增大，当采样vl≥vc1时，比较器122翻转输出高电平将与其相连的rs触发器复位；rs触发器输出低电平控制功率驱动电路关闭上管q1并打开下管q2，此时电感电流下降直到时钟信号clk的下一个导通周期将rs触发器置位，之后buck变换器进入下一个周期并周而复始，如图1c所示，其中，开关控制信号pwm的上升沿由时钟信号决定，下降沿由采样信号vl与反馈补偿信号vc1的比较结果决定。

由上述可知，当输出电压vo高于由跨导放大器123设定的值vref时，123的输出减小，导致比较器122翻转阈值电压减小，即电感电流峰值减小，这样输出到负载的能量减少，从而抑制了输出电压增大，反之亦然。峰值电流模式通过采样输出电压设定电感电流峰值，控制输出所获得的能量，从而维持了输出电压的稳定。

由于上述现有技术的功率变换器基于定频控制，但众所周知，在负载动态变化时，若仍保持原有定频工作，系统响应较差，参考图3a～图3c，在输出电流变化时，输出电压只有在功率管q1的下一个导通周期到来时才能响应(如图3c所示)，不仅造成t1时间段的响应延迟(如图3b所示)，同时会导致在延迟时间t1内电压降的增大，如图3a所示。

因此，针对上述定频峰值电流控制电路，无法实现负载动态变化的变频工作，导致系统响应较差。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种用于功率变换器的控制电路及其控制方法，通过输出电压的采样信号与参考电压的比较结果生成第一补偿信号，根据该第一补偿信号的高频分量调整开关控制信号的周期，可以改善对负载的瞬态响应。

一方面本发明提供了一种用于功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，所述控制电路提供开关控制信号，用于控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，

其中，所述控制电路根据功率变换器的输出电压获得第一补偿信号，以及根据所述第一补偿信号的高频分量调节所述开关控制信号的周期。

优选地，所述控制电路包括：

跨导放大器，用于对所述输出电压进行采样获得的采样电压信号与参考电压进行比较，生成所述第一补偿信号；

信号处理模块，连接所述跨导放大器的输出端，对所述第一补偿信号的直流及低频分量进行处理，生成第二补偿信号；

第一比较器，用于对所述电感进行采样获得的采样电流信号与所述第二补偿信号进行比较，输出复位信号；

时钟生成模块，连接所述跨导放大器的输出端，对所述第一补偿信号的高频分量进行处理，生成时钟信号；

rs触发器，复位端连接所述第一比较器的输出端，置位端连接所述时钟生成模块，输出端提供所述开关控制信号。

优选地，所述时钟生成模块包括：

串联连接到地的第一电流源和第一电容，所述第一电流源和第一电容的连接节点提供检测信号；

第二比较器，同相输入端接入预设的阈值电压，反相输入端接入所述检测信号，输出端提供所述时钟信号；

第一开关元件，连接在所述第二比较器的反相输入端与地之间，控制端与所述第二比较器的输出端连接，由所述时钟信号控制其通断状态；

处理单元，连接于所述跨导放大器和所述第二比较器之间，根据所述第一补偿信号的高频分量生成第三补偿信号，所述第三补偿信号用于调节所述时钟信号的周期。

优选地，所述时钟生成模块还包括：

信号选择模块，输入端分别接入所述阈值电压和所述第三补偿信号，输出端与所述第二比较器的同相输入端连接，用于选择所述第三补偿信号和所述阈值电压中的较小值作为所述检测信号的峰值基准电压。

优选地，所述处理单元包括：

第一放大器，所述第一放大器的同相输入端接入所述第一补偿信号，反相输入端与其自身的输出端连接；

第二放大器，所述第二放大器的反向输入端通过第一电阻连接所述第一放大器的输出端，同相输入端接入补偿电压，输出端通过第二电阻连接其自身的反向输入端；

串联连接到地的第二电流源和第三电阻，所述第二电流源和第三电阻的连接节点作为所述处理单元的输出端，用以提供所述第三补偿信号；

第二电容，所述第二电容连接在所述第二放大器的输出端与所述处理单元的输出端之间。

优选地，所述第三补偿信号用于调整所述检测信号的峰值基准电压。

优选地，所述时钟生成模块还包括：

第三电流源，与所述处理单元连接，接收所述第三补偿信号，并且所述第三电流源的输出端和所述第二比较器的反向输入端连接。

优选地，所述处理单元包括：

第一放大器，所述第一放大器的同相输入端接入所述第一补偿信号，反相输入端与其自身的输出端连接；

第二放大器，所述第二放大器的同相输入端连接所述第一放大器的输出端，补偿电压通过依次串联连接的第一电阻和第二电阻连接到所述第二放大器的输出端，且所述第一电阻和第二电阻的连接节点与所述第二放大器的反向输入端连接；

串联连接到地的第二电流源和第三电阻，所述第二电流源和第三电阻的连接节点作为所述处理单元的输出端，用以提供所述第三补偿信号；

第二电容，所述第二电容连接在所述第二放大器的输出端与所述处理单元的输出端之间。

优选地，所述第三补偿信号用于调整所述检测信号达到所述阈值电压的时间。

优选地，所述第一开关元件为选自继电器和开关管中的任意一种。

优选地，所述第三补偿信号跟随所述负载的动态变化。

优选地，所述功率开关管包括第一组功率开关管和第二组功率开关管，所述控制电路根据所述第一补偿信号的高频分量分别获取不同开关周期的第一开关控制信号和第二开关控制信号，所述第一开关控制信号与所述第二开关控制信号分别用于控制所述第一组功率开关管和所述第二组功率开关管的工作，从而使所述功率变换器提供不同的输出电流。

另一方面本发明还提供了一种功率变换器的控制电路的控制方法，所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，所述控制电路提供开关控制信号，用于控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，

其中，所述控制方法包括：

根据功率变换器的输出电压获得第一补偿信号；以及

根据所述第一补偿信号的高频分量调节所述开关控制信号的周期，

在负载动态变化时，所述开关控制信号的周期随所述第一补偿信号的改变而改变，以适应负载动态的变化。

优选地，所述根据所述第一补偿信号的高频分量调节所述开关控制信号的周期，包括：

对所述第一补偿信号的直流及低频分量进行处理生成第二补偿信号；

对所述电感进行采样获得的采样电流信号与所述第二补偿信号进行比较，输出复位信号；

对所述第一补偿信号的高频分量进行处理生成时钟信号；

根据所述复位信号与所述时钟信号生成所述开关控制信号。

优选地，对所述第一补偿信号的高频分量进行处理生成时钟信号，包括：

通过时钟生成模块提供检测信号；

对所述第一补偿信号的高频分量进行处理生成第三补偿信号；

根据所述检测信号、预设的阈值电压和所述第三补偿信号生成时钟信号，

并且，所述第三补偿信号用以调节所述时钟信号的周期。

优选地，所述第三补偿信号用以调节所述时钟信号的周期包括：

根据所述第三补偿信号调整所述检测信号的峰值基准电压，以调节所述时钟信号的周期。

优选地，所述第三补偿信号用以调节所述时钟信号的周期包括：

根据所述第三补偿信号调整所述检测信号达到所述阈值电压的时间，以调节所述时钟信号的周期。

优选地，所述第三补偿信号跟随所述负载的动态变化。

优选地，所述功率开关管包括第一组功率开关管和第二组功率开关管，所述控制方法还包括：根据所述第一补偿信号的高频分量分别获取不同开关周期的第一开关控制信号和第二开关控制信号，所述第一开关控制信号与所述第二开关控制信号分别用于控制所述第一组功率开关管和所述第二组功率开关管的工作，从而使所述功率变换器提供不同的输出电流，以适应所述负载的变化。

本发明的有益效果是：本发明提供的一种用于功率变换器的控制电路及其控制方法，能根据功率变换器的输出电压的采样信号与参考电压的比较结果，生成第一补偿信号，并通过该第一补偿信号的高频分量调节时钟生成模块生成的时钟信号的周期，进一步的，该时钟信号决定了开关控制信号的周期，该开关控制信号用于控制功率变换器中功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流。本发明提供的控制电路能跟随负载动态变化，通过调整开关控制信号的周期，以改善对负载的瞬态响应。

本发明提供的用于功率变换器的控制电路，所产生的开关控制信号跟随负载的动态变化是呈线性，即负载的变化越大，该时钟信号的开关频率越大。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。

图1a示出现有技术中的一种功率变换器的电路结构图；

图1b示出图1a所示功率变换器中控制电路的电路结构图；

图1c示出图1b所示控制电路中各个信号的工作时序图；

图2a和图2b分别示出图1a中压控振荡器的电路结构图及各个信号的工作时序图；

图3a～图3c分别示出图1a中输出信号及节点a的工作波形示意图；

图4示出本发明实施例提供的一种用于功率变换器的控制电路的电路结构图；

图5示出图4中时钟生成模块的一种实施方式的电路结构图；

图6示出图5所示实施例中处理单元的电路结构图；

图7a～图7c分别示出图5中各个信号的工作时序图；

图8示出图4中时钟生成模块的另一种实施方式的电路结构图；

图9示出图8所示实施例中处理单元的电路结构图；

图10a～图10c分别示出图8中各个信号的工作时序图；

图11示出本发明实施例提供的功率变换器输出信号的仿真结果示意图；

图12示出本发明实施例提供的另一种双相功率变换器的电路结构图；

图13示出图12中产生的各个时钟信号的工作时序图；

图14示出本发明实施例提供的一种控制电路的控制方法的流程示意图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。

下面，参照附图对本发明进行详细说明。

接着上述关于现有技术中图1a所示功率变换器的描述，图2a和2b分别示出图1a中压控振荡器100的电路结构图及各个信号的工作时序图，参考图2a，现有技术中的压控振荡器100包括：压控电流源ivco、电容cvco、比较器101和开关元件sw1，其中，压控电流源ivco串联电容cvco到地，二者的连接节点与比较器101的反相输入端连接，用以提供检测信号vvco，比较器101的同相输入端接入预设的阈值电压vth，其输出端用以提供时钟信号clk，开关元件sw1连接在比较器101的反相输入端与地之间，受时钟信号clk控制通断。

工作开始阶段，vvco＜vth时，压控电流源ivco为电容cvco充电，比较器101反相输入端接收到的的检测信号vvco上升，比较器101输出的时钟信号为低电平状态，开关元件sw1处于打开状态；随着检测信号vvco的增大，当vvco≥vth时，比较器101输出的时钟信号翻转为高电平状态，开关元件sw1闭合导通，电容cvco放电，检测信号vvco被拉低到接地的低电平，而后vvco＜vth，时钟信号再次翻转为低电平状态，开关元件sw1打开，压控电流源ivco为电容cvco充电，检测信号vvco上升，重复上述过程，由此产生周期性的时钟信号clk，如图2b所示。

该压控振荡器100基于上述工作原理产生定频的时钟信号，使图1a所示的功率变换器基于定频控制，无法在负载动态变化时，仍保持快速的系统响应。

基于此，本发明提出了一种用于功率变换器的控制电路及其控制方法，通过功率变换器输出电压的采样信号与参考电压的比较结果生成第一补偿信号，根据该第一补偿信号的高频分量调整开关控制信号的周期，以此改善对负载的瞬态响应。

图4示出本发明实施例提供的一种用于功率变换器的控制电路的电路结构图，图5示出图4中时钟生成模块的一种实施方式的电路结构图，图6示出图5所示实施例中处理单元的电路结构图，图7a～图7c分别示出图5中各个信号的工作时序图。

本发明实施例提供的控制电路可应用于峰值电流模式控制的buck，boost和flyback等功率拓扑，也适用于其他固定频率控制的变频应用。

以图4所示为应用于如图1a所示的降压型功率变换器的控制电路为例进行说明。在图4中，应用有本发明所提供控制电路120的功率变换器与图1a所示的功率变换器类似，该功率变换器10的输入端接入有输入电压vi，输出端用以提供输出电压vo，该功率变换器10包括：串联连接在输入端与输出端之间的功率管q1和电感ls；功率管q1和电感ls的连接节点为a，在连接节点a与地之间连接有功率管q2，功率管q1和q2的控制端均连接在驱动电路111上；串联连接在功率变换器10的输出端与地之间的电阻rco与电容co，连接在功率变换器10的输出端与地之间的电阻rl，以及串联连接在功率变换器10的输出端与地之间的电阻r1和电阻r2，电阻r1和电阻r2的连接节点用以提供采样电压vfb。

该控制电路120包括：依次连接的跨导放大器123、比较器122、rs触发器121，连接在跨导放大器123输出端与比较器122的同相输入端之间的信号处理模块124，以及时钟生成模块200。

具体的，跨导放大器123的同相输入端接入固定参考电压vref，反相输入端接入所述采样电压vfb，该跨导放大器123的输出端输出第一补偿信号vc，该信号处理模块124包括串联连接在跨导放大器123输出端与地之间的电阻rc和电容c1，还有连接在跨导放大器123输出端与地之间的电容c2，以及连接于跨导放大器123的输出端和比较器122的同相输入端之间的调幅单元1241，第一补偿信号vc经信号处理模块124对其直流及低频分量进行滤波和调幅处理后形成补偿信号vc1，并将其接入到比较器122的反相输入端，比较器122的同相输入端通过采样模块112连接至电感ls的第二端，用以对电感电流il进行采样，获得采样信号vl。

进一步的，该采样模块112可以采用现有技术中的采样电路(未示出)，其利用电感ls两端电压与电感电流il的变化率成正比来实现采样的，在此可简单认为该采样模块112的等效电阻为ri。

比较器122的输出端连接rs触发器121的复位端r；rs触发器121的置位端s与时钟生成模块200连接；rs触发器121的输出端将开关控制信号pwm送入到功率驱动电路210中，通过驱动电路111分别控制该功率变换器的功率管q1和q2的通断。

进一步的，该时钟生成模块200例如为压控振荡器(vco)，用于生成时钟信号clk。同时为了消除主功率功率管占空比大于50％的情况下可能存在的次谐波振荡，同样可对电流采样信号vl作斜坡补偿(未示出)，即在电流采样信号vl上叠加斜坡补偿信号后与反馈补偿信号vc1进行比较。

在此需要说明的是，该控制电路中除时钟生成模块200以外，和上述图1b所示的现有技术中的控制电路120的电路连接关系与工作原理相同，在此不做赘述。

区别之处在于：本发明实施例提供的时钟生成模块200，如图4所示，连接在跨导放大器123的输出端与rs触发器121的置位端s之间。具体的，参考图5，在一种实施方式中该时钟生成模块200包括：压控电流源ivco、电容cvco、比较器201、开关元件sw1、处理单元210，以及信号选择模块220，其中，压控电流源ivco串联电容cvco到地，二者的连接节点与比较器201的反相输入端连接，用以提供检测信号vvco；第一补偿信号vc经过处理单元210对其高频分量进行信号处理，生成阀值控制信号vth_vc；信号选择模块220一方面接入预设的阈值电压vth，另一方面接收有阀值控制信号vth_vc，且输出端与比较器201的同相输入端连接，该信号选择模块220用于选择该阈值控制信号vth_vc和阈值电压vth中的较小值作为检测信号vvco的峰值基准电压，比较器201的输出端用以提供时钟信号clk，开关元件sw1连接在比较器101的反相输入端与地之间，受时钟信号clk控制通断。

进一步的，第一开关元件sw1可以是但不限于继电器和功率管中的任意一种，同时上述各个压控电流源例如可以由现有技术中的压控电流源产生电路产生，在此不作限制。

工作时，跨导放大器123输出的第一补偿信号vc经过处理单元210对其高频分量进行信号处理，生成阀值控制信号vth_vc，该阀值控制信号vth_vc和阈值电压vth共同作为检测信号vvco的参考电压，且该时钟生成模块200的工作原理与上文中所述压控振荡器100的产生定频的时钟信号工作原理类似，在此不做赘述，所不同的是，本实施例中的时钟生成模块200能根据生成的第一补偿信号vc的高频分量动态调整该检测信号vvco的峰值基准电压，以自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期。

该时钟信号clk用以控制上述控制电路120生成用于开通功率驱动电路210中功率管q1和q2的开关控制信号pwm，开关控制信号pwm决定了主功率管q1和q2的开关频率；在负载动态变化时，通过该第一补偿信号vc的高频分量调节开关控制信号pwm的周期，以适应负载动态的变化；进一步的，在负载动态变化时，还可以调节压控电流源ivco的控制电压的大小以进一步实现变频工作，提高功率变换器对负载端动态变化的响应速度。

本发明提供的用于功率变换器的控制电路，所产生的开关控制信号跟随负载的动态变化是呈线性的，即负载增加的越快，该时钟信号的开关频率越大。

参考图5，在时钟生成模块200中，处理单元210用于获取零点偏移处理后的第一补偿信号vc，并对该进行零点偏移处理后的第一补偿信号vc进行电平翻转；而后对处理后的第一补偿信号vc进行滤波，获得阀值控制信号vth_vc，如图7a到图7b所示。

具体的，参考图6，该处理单元210包括放大器2101、放大器2102、串联连接到地的压控电流源ioffset和电阻r5，以及电容c3，其中，放大器2101的同相输入端接入第一补偿信号vc，反相输入端与其自身的输出端连接；放大器2102的反向输入端通过电阻r3连接放大器2101的输出端，其同相输入端接入补偿电压voffset，输出端通过电阻r4连接其自身的反向输入端；压控电流源ioffset和电阻r5的连接节点作为处理单元210的输出端，用以提供阈值控制信号vth_vc，电容c3连接在放大器2102的输出端与该处理单元210的输出端之间。

其中，获得的该放大器2102的输出电压为：

同时，对于阀值控制信号vth_vc，其大小应小于或等于压控电流源ioffset的电流值与电阻r3的乘积，即电阻r3获得的分压，而对于阀值控制信号vth_vc的交流分量为放大器2102的输出电压v2经过电容c3与电阻r3组成的高通滤波器滤波后得到的第一补偿信号vc的高频分量，其用于调整检测信号vvco的峰值基准电压，以自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期，以达到调节开关控制信号pwm开关周期的目的。

参考图7a～图7c，在负载动态变化时，第一补偿信号vc经过电平偏移、电平翻转和高通滤波调节等信号处理，生成如图7b中所示的阀值控制信号vth_vc，在时钟生成模块200工作时，信号选择模块220选择阀值控制信号vth_vc与阈值电压vth中的较小值，作为该检测信号vvco跟随负载动态变化的峰值基准电压，将获得的峰值基准电压再与检测信号vvco比较，生成变频的时钟信号clk，如图7c所示，相较于传统控制电路中的检测信号与固定参考电压的比较获得定频时钟信号，本发明的控制电路能跟随负载的动态变化自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期。该时钟信号clk通过控制上述控制电路120生成用于开通功率驱动电路210中功率管q1和q2的开关控制信号pwm，以此改变开关控制信号pwm的周期，以适应负载动态的变化。

图8示出图4中时钟生成模块的另一种实施方式的电路结构图，图9示出图8所示实施例中处理单元的电路结构图，图10a～图10c分别示出图8中各个信号的工作时序图。

在本发明另一优选的实施方案中，参考图8，该时钟生成模块200包括：压控电流源ivco、电容cvco、比较器201、开关元件sw1、处理单元210，以及压控电流源ivc，其中，压控电流源ivco串联电容cvco到地，二者的连接节点与比较器201的反相输入端连接，用以提供检测信号vvco，同时接收有第一补偿信号vc的处理单元210通过压控电流源ivc与比较器201的反相输入端连接，比较器201的同相输入端与预设的阈值电压vth连接，其输出端用以提供时钟信号clk，开关元件sw1连接在比较器101的反相输入端与地之间，受时钟信号clk控制通断。

进一步的，第一开关元件sw1可以是但不限于继电器和功率管中的任意一种，同时上述各个压控电流源例如可以由现有技术中的压控电流源产生电路产生，在此不作限制。

工作时，跨导放大器123输出的第一补偿信号vc经过处理单元210的信号处理生成控制电压vctrl，该控制电压vctrl作为压控电流源ivc的控制电压，该压控电流源ivc与压控电流源ivco共同作为电容cvco的充/放电电流源，用以提供检测信号vvco，与阈值电压vth进行比较，生成时钟信号clk。且该时钟生成模块200的工作原理与上文中所述压控振荡器100的产生定频的时钟信号工作原理类似，在此不做赘述。

所不同的是，本实施例中的时钟生成模块200能根据第一补偿信号vc通过处理单元210获取其高频分量，经信号处理生成的控制电压vctrl来动态调节该检测信号vvco到峰值基准电压(阈值电压vth)的时间，以自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期。

该时钟信号clk用以控制上述控制电路120生成用于开通功率驱动电路210中功率管q1和q2的开关控制信号pwm，开关控制信号pwm决定了主功率管q1和q2的开关频率；在负载动态变化时，通过该第一补偿信号vc的高频分量调节开关控制信号pwm的周期，以适应负载动态的变化；进一步的，在负载动态变化时，可以通过调节压控电流源ivco的控制电压的大小，进一步控制检测信号vvco到达峰值基准电压(阈值电压vth)的时间，以实现变频工作，提高功率变换器对负载端动态变化的响应速度。

本发明提供的用于功率变换器的控制电路，所产生的开关控制信号跟随负载的动态变化是呈线性的，即负载的变化越大，该开关控制信号的开关频率越大。

参考图8，在时钟生成模块200中，处理单元210用于获取零点偏移处理后的第一补偿信号vc，以及对处理后的第一补偿信号vc进行滤波，对获取其高频分量进行处理生成控制电压vctrl，如图10a到图10b所示，用以控制压控电流源ivc对电容cvco的充放电补偿。

具体的，参考图9，处理单元210包括：放大器2101、放大器2102、电阻r3和r4，电容c3，以及压控电流源ioffset和电阻r5，其中，放大器2101的同相输入端接入上述第一补偿信号vc，放大器2101的反相输入端与其自身的输出端相连接，且该放大器2101的输出端与放大器2102的同相输入端连接，补偿电压voffset通过依次串联连接的电阻r3和电阻r4与放大器2102的输出端连接，同时电阻r3和电阻r4的连接节点与该放大器2102的反相输入端连接；而电容c3连接在放大器2102的输出端与该处理单元210的输出端之间，压控电流源ioffset串联电阻r5连接到地，且该压控电流源ioffset与电阻r5的连接节点作为该处理单元210的输出端，用以提供控制电压vctrl。

其中，获得的放大器2102的输出电压为：

同时，对于控制电压vctrl，其大小应小于或等于压控电流源ioffset的电流值与电阻r3的乘积，即电阻r3获得的分压，而对于控制电压vctrl的交流分量为放大器2102的输出电压v2经过电容c3与电阻r3组成的高通滤波器滤波后得到的第一补偿信号vc的高频分量，其用于调整检测信号vvco到达峰值基准电压(阈值电压vth)的时间，以自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期，以达到调节开关控制信号pwm开关周期的目的。

参考图10a～图10c，在负载动态变化时，第一补偿信号vc经过高通滤波和电平偏移调节等信号处理，生成如图10b中所示的用于压控电流源ivc电压控制的控制电压vctrl，在时钟生成模块200工作时，根据控制电压vctrl的变化，通过压控电流源以补偿检测信号vvco，使得检测信号vvco到达峰值基准电压(阈值电压vth)的时间跟随负载动态变化，生成变频的时钟信号clk，如图10c所示，相较于传统控制电路中的检测信号与固定参考电压的比较获得定频时钟信号，本发明的控制电路能跟随负载的动态变化自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期。该时钟信号clk通过控制上述控制电路120生成用于开通功率驱动电路210中功率管q1和q2的开关控制信号pwm，以此改变开关控制信号pwm的开关周期，以适应负载动态的变化。

图11示出本发明实施例提供的功率变换器输出信号的仿真结果示意图。

参考图11，在负载(如输出电流io、输出电压vo)动态变化时，现有技术中提供的功率变换器会因定频的时钟信号而造成t1时间段的响应延迟，同时在该延迟时间内输出电压vo会有δv的电压降变化，导致输出电压不稳定，而应用有上述本发明实施例提供的控制电路的功率变换器，能生成变频的时钟信号，其开关周期可跟随负载的动态变化而变化，有效降低响应延迟至t2，同时也降低了响应延迟的电压降，有效提高了功率变换器对负载端动态变化的响应速度。

本发明不仅适用于单相功率变换器，同样也适用于多相功率变换器的控制。

图12示出本发明实施例提供的另一种双相功率变换器的电路结构图，图13示出图12中产生的各个时钟信号的工作时序图。

参考图12，在本发明另一优选的实施方案中，提供了一种双相功率变换器30，其包括：第一组功率开关管q1和q2、连接该第一组功率开关管q1和q2的驱动电路1111、第二组功率开关管q3和q4、连接该第二组功率开关管q3和q4的驱动电路1112和控制电路300，该控制电路300包括通过分压电阻r1连接功率变换器30的输出端的跨导放大器123、与该跨导放大器123连接的比较器1221、连接在该跨导放大器123和比较器1221之间的调幅单元1241、采样模块1121、连接在比较器1221与驱动电路1111之间的rs触发器1211；与跨导放大器123连接的比较器1222、连接在该跨导放大器123和比较器1222之间的调幅单元1242、采样模块1122、连接在比较器1222与驱动电路1112之间的rs触发器1212；时钟生成模块310；以及串联于该跨导放大器123输出端与地之间的电容c2和串联于该跨导放大器123输出端与地之间的电阻rc与电容c1组成的滤波电路，还有串联于功率变换器30的输出端与地之间的电阻rl和串联于功率变换器30的输出端与地之间的电阻rco与电容co组成的输出滤波电路。

参考上述实施例，同样的，输出电压vo通过电阻分压器r1和r2采样获得采样电压信号vfb，并将其提供到到跨导放大器123的反相输入端，跨导放大器123的同相输入端接入一固定参考电压vref；跨导放大器123的输出vc经由调幅单元1241的调幅处理得到反馈补偿信号vc1，并将其分别送到比较器1221的反相输入端和比较器1222的反相输入端，比较器1221的同相输入端接入通过采样模块1121获取电感电流il1的采样信号vl1，比较器1222的同相输入端接入通过采样模块1122获取电感电流il2的采样信号vl2；比较器1221的输出与rs触发器1211的复位端r相接，rs触发器1211的置位端s与控制电路310相连，rs触发器1211的输出将开关控制信号pwm1送入到驱动电路1111中，该驱动电路1111控制该功率变换器30的第一组功率开关管q1和q2的通断；比较器1222的输出与rs触发器1212的复位端r相接，rs触发器1212的置位端s与时钟生成模块310相连，rs触发器1212的输出将开关控制信号pwm2送入到驱动电路1112中，该驱动电路1112控制该功率变换器30的第二组功率开关管q3和q4的通断；而时钟生成模块310根据第一补偿信号vc的高频分量生成时钟信号clk，生成的时钟信号clk可分配为不同开关周期的第一时钟信号clk1和第二时钟信号clk2，该第一时钟信号clk1和第二时钟信号clk2的工作时序波形与时钟信号clk的关系如图13所示，第一时钟信号clk1和第二时钟信号clk2的周期相同，均为时钟信号clk的2倍，且二者的同相叠加即为时钟信号clk。

该控制电路300根据该第一时钟信号clk1和第二时钟信号clk2分别生成第一开关控制信号pwm1与第二开关控制信号pwm2，该第一开关控制信号pwm1与第二开关控制信号pwm2分别用于控制第一组功率开关管q1与q2和第二组功率开关管q3与q4的工作，从而使功率变换器提供不同的输出电流，以适应负载的变化。

与前述实施例所不同的是：功率开关管包括第一组功率开关管q1与q2和第二组功率开关管q3与q4，该控制电路300能通过对其输出端输出电压vo的采样得到的采样信号vfb与参考电压vref的比较获得的第一补偿信号vc，生成不同开关周期的第一时钟信号clk1和第二时钟信号clk2，该第一时钟信号clk1和第二时钟信号clk2用以分别调节第一开关控制信号pwm1和第二开关控制信号pwm2的开关周期，通过双相变频控制以在功率变换器中获得不同响应速率，提高变换器的瞬态响应。

进一步的，在负载动态变化时，还可以调节压控电流源ivco的控制电压的大小以进一步实现变频工作，提高功率变换器对负载端动态变化的响应速度。

采用本发明的单输出双相变频控制的功率变换器，在负载动态变化时，其输出电压瞬态变化量小，调节时间短，负载瞬态性能好，能降低变频控制中的负载突变时，变换器严重失稳造成无法正常工作的风险。

需要说明的是，本发明并不局限于双相变频控制的buck变换器，也可以是基于上述控制原理的多路变频控制的功率变换器，当然该功率变换器的类型包括但不限于buck变换器，也可以应用于boost和flyback等功率拓扑中，其控制原理与上述类似，在此不作赘述，亦不作限制。

此外，本发明主要阐述了以峰值电流模式控制的功率变换器，但并不局限于此，也可应用于电流谷值检测控制的模式下的功率变换器中，在此不作限制。

图14示出本发明实施例提供的一种用于功率变换器的控制电路的控制方法的流程示意图。

另一方面本发明还提供了一种用于功率变换器的控制电路的控制方法，该控制方法可应用于前述实施例中的控制电路，该功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，而控制电路用于提供控制前述功率开关管工作的开关控制信号，使得功率变换器中的电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，该控制方法具体包括如下步骤：

步骤s110：根据功率变换器的输出电压获得第一补偿信号。

步骤s120：根据第一补偿信号的高频分量调节开关控制信号的周期。

该控制方法可以使功率变换器在负载动态变化时，开关控制信号的周期随第一补偿信号的改变而改变，以适应负载动态的变化。

在步骤s110中，对开关变换器的输出电压进行采样获得采样电压信号，再根据采样电压信号与参考电压进行比较，生成第一补偿信号。

在步骤s120中，将该第一补偿信号通过滤波放大等信号处理生成第二补偿信号；根据对功率变换器中的电感进行采样获得的采样电流信号与该第二补偿信号进行比较，输出复位信号；同时根据第一补偿信号的高频分量获得时钟信号；再根据复位信号与时钟信号生成前述开关控制信号。

进一步的，根据第一补偿信号的高频分量获得时钟信号具体包括：

通过时钟生成模块提供检测信号；通过对该第一补偿信号通过滤波获取的高频分量进行处理生成第三补偿信号；根据该检测信号、预设的阈值电压和第三补偿信号生成上述的时钟信号。

在上述控制方法，第三补偿信号是用以调节时钟信号的周期。具体的，在一种优选的实施方案中，是根据前述第三补偿信号调整检测信号的峰值基准电压，以调节时钟信号的周期。结合上述图5所示实施例，该控制电路能根据输出信号vo的采样电压vfb与固定参考电压vref的比较生成第一补偿信号vc，对该第一补偿信号vc通过滤波获取的高频分量进行处理生成阀值控制信号vth_vc，该阀值控制信号vth_vc和阈值电压vth共同用以动态调整检测信号vvco的峰值基准电压，以自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期。

在另一种优选的实施方案中，是根据该第三补偿信号调整检测信号达到峰值基准电压(阈值电压)的时间，以调节时钟信号的周期。结合上述图8所示实施例，跨导放大器123输出的第一补偿信号vc通过处理单元210对滤波获取的其高频分量进行处理生成控制电压vctrl，该控制电压vctrl作为压控电流源ivc的控制电压，该压控电流源ivc与压控电流源ivco共同作为电容ccvo的充/放电电流源，用以补偿检测信号vvco，调整检测信号vvco达到峰值基准电压(阈值电压vth)的时间，以自适应调整生成的时钟信号clk的开关周期。

其中，前述第三补偿信号(阀值控制信号vth_vc或控制电压vctrl)是跟随所述负载的动态变化。

进一步的，基于上述图12实施例所示的功率变换器，该功率变换器包括第一组功率开关管和第二组功率开关管，故该控制方法还包括：根据前述第一补偿信号的高频分量分别获取不同开关周期的第一开关控制信号和第二开关控制信号，其中，该第一开关控制信号与该第二开关控制信号分别用于控制前述第一组功率开关管和前述第二组功率开关管的工作，从而使前述功率变换器提供不同的输出电流，以适应负载的变化。

根据上述本发明实施例提供的用于功率变换器控制电路的控制方法，通过双相变频控制以在功率变换器中获得不同响应速率，能提高变换器的瞬态响应。

应当说明的是，在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，在本文中，所含术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。