交流-直流转换电路和方法以及充电器与流程

交流-直流转换电路和方法以及充电器
[0001]
本申请是申请日为2019年4月3日、申请号为201910267274x、发明名称为“交流-直流转换电路和方法以及充电器”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
[0002]
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种交流-直流转换电路和方法以及充电器。


背景技术：

[0003]
随着手机、电脑的广泛普及和使用，充电器的应用越来越广泛。在pd或者qc充电器的应用中，其输入电压需要适应100～240v的交流电源输入。现有技术如图1所示，所述充电器包括交流-直流转换电路、直流-直流转换电路和充电控制电路，所述整流桥接收100～240v的交流电，其输出端连接直流-直流转换电路的输入端，直流-直流转换电路的输出端连接充电控制电路的输入端，所述充电控制电路的输出端连接充电器件。
[0004]
现有技术中所述的交流-直流转换电路为普通的整流桥，利用普通的整流桥将100～240v的交流电直接转换成直流电，故直流-直流转换电路的输入电压范围较大，不利于后级功率器件的优化，造成充电器的体积较大，而市场对于充电器大功率小体积的需求越来越明显，若可以使得直流-直流转换电路的输入电压范围较小，则可以优化后级功率管和变压器等功率器件，从而减小充电器的体积。


技术实现要素：

[0005]
有鉴于此，本发明提出了一种新型的交流-直流转换电路和方法以及充电器，以减小直流-直流转换电路的输入电压范围，解决了现有技术中的直流-直流转换电路的输入电压范围较大，不利于后级功率器件的优化，造成充电器的体积较大等技术问题。
[0006]
第一方面，本发明实施例提供了一种交流-直流转换电路，包括自适应整流模块，所述自适应整流模块接收不同数值的交流输入电压，根据所述交流输入电压的范围，调整所述自适应整流模块的工作状态，以减小所述自适应整流模块的直流输出电压的波动范围。
[0007]
优选地，当所述交流输入电压在低电压范围时，所述自适应整流模块以升压模式工作，以增加所述直流输出电压的数值，使得所述直流输出电压接近交流输入电压在高电压范围时的所述直流输出电压的数值。
[0008]
优选地，当所述交流输入电压在高电压范围时，所述自适应整流模块以降压模式工作，以减小所述直流输出电压的数值，使得所述直流输出电压接近交流输入电压在低电压范围时的所述直流输出电压的数值。
[0009]
优选地，当所述交流输入电压在低电压范围时，所述自适应整流模块被配置为倍压整流器工作；当所述交流输入电压在高电压范围时，所述自适应整流模块被配置为全桥整流器工作。
[0010]
优选地，所述自适应整流模块包括全桥整流器、第一功率器件、第一电容和第二电容，所述全桥整流器包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述全桥整流器的第一输入端和第二输入端接收交流输入电压，所述第一电容和第二电容串联在所述第一输出端和第二输出端之间，所述第一功率器件的一端连接所述第一输入端或第二输入端，所述第一功率器件的另一端连接所述第一电容和第二电容的公共端。
[0011]
优选地，所述交流-直流转换电路还包括电压检测模块，所述电压检测模块用以产生表征交流输入电压范围的第一信号，所述第一信号通过控制所述第一功率器件的工作状态以调整自适应整流模块的工作状态。
[0012]
优选地，当所述交流输入电压在低电压范围时，所述第一信号控制所述第一功率器件导通；当所述交流输入电压在高电压范围时，所述第一信号控制所述第一功率器件关断。
[0013]
优选地，所述第一功率器件被配置为具有导通和关断功能的功率器件，且可承受正向电压和负向电压。
[0014]
优选地，所述第一功率器件导通时，所述交流输入电压在正半周期和负半周期分别对第一电容和第二电容充电，所述第一电容和第二电容的电压之和作为所述直流输出电压。
[0015]
优选地，当所述交流输入电压在低电压范围时，所述自适应整流模块被配置为倍压整流器工作；当所述交流输入电压在高电压范围时，所述自适应整流模块被配置为降压型开关调节器工作。
[0016]
优选地，所述自适应整流模块包括全桥整流器、开关型调节器、第一电容和第二电容，所述开关型调节器复用所述全桥整流器中的至少两个整流晶体管，所述开关型调节器将交流输入电压转换为所述第一电容和所述第二电容两端的电压，所述第一电容和第二电容两端的电压之和被配置为所述直流输出电压。
[0017]
优选地，所述开关型调节器在交流输入电压的正负半周期分别复用所述全桥整流器中的至少一个整流晶体管，所述开关型调节器的输出电压在正负半周期分别为所述第一电容和所述第二电容的电压。
[0018]
优选地，所述开关型调节器还包括第二功率器件和第一电感，所述全桥整流器包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述全桥整流器的第一输入端经所述第二功率器件和第二输入端接收交流输入电压或所述全桥整流器的第二输入端经所述第二功率器件和第一输入端接收交流输入电压，所述第一电容和第二电容串联在所述第一输出端和第二输出端之间，所述第一电感的一端与所述第二功率器件连接至相同的所述第一输入端或第二输入端，所述第一电感的另一端连接所述第一电容和第二电容的公共端。
[0019]
优选地，所述交流-直流转换电路还包括电压检测模块，所述电压检测模块用以产生表征交流输入电压范围的第一信号，所述第一信号通过控制所述第二功率器件的工作状态以调整自适应整流模块的工作状态。
[0020]
优选地，当所述交流输入电压在低电压范围时，根据所述第一信号，所述第二功率器件被导通；当所述交流输入电压在高电压范围时，根据所述第一信号，所述第二功率器件工作在pwm状态。
[0021]
优选地，所述第二功率器件导通时，所述交流输入电压在正半周期和负半周期分
别对第一电容和第二电容充电；所述第二功率器件工作在pwm状态时，所述交流输入电压通过buck电路在正半周期和负半周期分别控制第一电容和第二电容上的电压值。
[0022]
优选地，交流输入电压的所述低电压范围为90v-160v，所述高压范围为190v-290v。
[0023]
第二方面，本发明实施例还提供了一种交流-直流转换方法，包括：接收不同数值的交流输入电压，根据所述交流输入电压的范围，调整不同的工作状态，以减小直流输出电压的波动范围。
[0024]
优选地，当所述交流输入电压在低电压范围时，以升压模式工作，以增加所述直流输出电压的数值，使得所述直流输出电压接近交流输入电压在高电压范围时的所述直流输出电压的数值。
[0025]
优选地，当所述交流输入电压在高电压范围时，以降压模式工作，以减小所述直流输出电压的数值，使得所述直流输出电压接近交流输入电压在低电压范围时的所述直流输出电压的数值。
[0026]
优选地，交流输入电压的所述低电压范围为90v-160v，所述高压范围为190v-290v。
[0027]
第三方面，本发明实施例还提供了一种充电器，包括以上任意所述的交流-直流转换电路、直流-直流转换电路和充电控制电路，
[0028]
所述交流-直流转换电路，接收不同数值的交流输入电压，得到直流输出电压；
[0029]
所述充电控制电路，用以输出充电控制信号；
[0030]
所述直流直流变换电路，根据所述充电控制信号，将接收到的所述直流输出电压转化为与所述充电控制信号相适应的充电信号，给负载充电。
[0031]
优选地，所述直流-直流转换电路为被配置为llc谐振转换电路、反激式变换电路和正激式变换电路中的其中之一。
[0032]
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明的交流-直流转换电路根据不同数值的交流输入电压的范围，调整所述自适应整流模块的工作状态，当所述交流输入电压在低电压范围时，所述自适应整流模块以升压模式工作，以增加所述直流输出电压的数值，以使得所述直流输出电压接近交流输入电压在高电压范围时的所述直流输出电压的数值；或当所述交流输入电压在高电压范围时，，所述自适应整流模块以降压模式工作，以减小所述直流输出电压的数值，以使得所述直流输出电压接近交流输入电压在低电压范围时的所述直流输出电压的数值，从而针对数值范围变化较大的交流输入电压，控制所述自适应整流模块的直流输出电压的范围在较小区间内。本发明减小了交流-直流转换电路的直流输出电压(直流-直流转换电路的输入电压)的范围，使得交流输入电压在高电压范围和低电压范围时，所述直流输出电压基本不变，即充电器后级电路的输入电压基本不变，有利于优化后级电路中功率器件，如后级选择更小的功率管和体积更小的变压器等，且本发明采用低压电容串联的方式，无需高压大电容，减小了电容的体积，从而减小了充电器的体积。
附图说明
[0033]
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和
优点将更为清楚，在附图中：
[0034]
图1为现有技术交流-直流转换电路和充电器的电路示意图；
[0035]
图2为本发明交流-直流转换电路和充电器的原理框图；
[0036]
图3为本发明交流-直流转换电路的实施例一的电路结构示意图；
[0037]
图4为本发明交流-直流转换电路实施例一的工作波形图；
[0038]
图5为本发明交流-直流转换电路的实施例二的电路结构示意图；
[0039]
图6为本发明交流-直流转换电路实施例二的工作波形图；
[0040]
图7为本发明交流-直流转换电路的实施例二在较短时间内的驱动控制信号波形图。
具体实施方式
[0041]
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
[0042]
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
[0043]
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
[0044]
图2为本发明交流-直流转换电路和充电器的原理框图，所述交流-直流转换电路包括自适应整流模块，所述自适应整流模块接收不同数值的交流输入电压，根据所述交流输入电压的范围，调整所述自适应整流模块的工作状态，以减小所述自适应整流模块的直流输出电压的波动范围。
[0045]
当所述交流输入电压在低电压范围时，所述自适应整流模块以升压模式工作，以增加所述直流输出电压的数值，使得所述直流输出电压接近交流输入电压在高电压范围时的所述直流输出电压的数值。
[0046]
当所述交流输入电压在高电压范围时，所述自适应整流模块以降压模式工作，以减小所述直流输出电压的数值，使得所述直流输出电压接近交流输入电压在低电压范围时的所述直流输出电压的数值。
[0047]
在有的实施例中，仅有升压模式或降压模式，在另外的实施例中，升压模式和降压模式都存在，本发明对此不进行限制。
[0048]
本发明所述的低电压范围为90v-160v，所述高压范围为190v-290v，在其他的实施例中，低电压范围为110v-130v，所述高压范围为220v-260v，本发明对此并不进行限制。需要注意的是，这里的高压范围和低压范围仅仅是相对的，且所述的高压范围和低压范围可以交叉即包括相同的值，也可以是两个独立的范围，这里不对此进行限制。为了便于描述，后续的阐述中，交流输入电压的低电压以110v为例，高电压以220v为例，但本发明的实施例
并不局限于此。
[0049]
依据本发明所述的交流-直流转换电路，在不同数值的交流输入电压时，通过切换工作模式，减小输出的直流输出电压的波动，例如，可以为维持基本恒定，或者直流输出电压的变化范围在20％范围内等方式。当交流输入电压的数值较低时，可以通过类似升压的工作模式，增加直流输出电压的数值使之与交流输入电压的数值较高时的直流输出电压的数值接近。同理，在其他的实施例中，当交流输入电压的数值较高时，可以通过类似降压的工作模式，减小直流输出电压的数值使之与交流输入电压的数值较低时的直流输出电压的数值接近。通过这种实现方式，减小交流-直流转换电路中的滤波电路的体积，例如滤波电容。进一步的，当直流输出电压作为供电电压给后续电路提供电源供应时，后续电路中的元器件的耐压范围进而可以设置的较小，例如，当后续电路为直流-直流变换器时，功率晶体管可以选择为耐压要求较低，方便功率晶体管的选择和制造工艺；进一步的，感性元件，例如变压器的耐压需求也相应降低，体积减小，大大缩减了工艺需求，制造成本，并且也提高了系统的稳定性能。
[0050]
可选的，在其中一种实现方式中，交流-直流转换电路还包括电压检测模块，直接或者间接的获得交流输入电压的数值大小的信息，例如，所述电压检测模块直接接收不同数值的交流输入电压vin，输出表征交流输入电压范围的第一信号，所述自适应整流模块根据第一信号调整自适应整流模块的工作模式。
[0051]
如图2所示，充电器包括本发明所述的交流-直流转换电路、直流-直流转换电路和充电控制电路，所述交流-直流转换电路的输出端连接所述直流-直流转换电路的输入端，所述直流-直流转换电路的输出端连接所述充电控制电路的输入端，所述充电控制电路的输出端连接充电设备。这里所述的直流-直流转换电路主要但不限制于隔离型开关电源，例如flyback电路，llc谐振转换电路等。充电控制电路接收充电设备的充电信号，如充电的电压和电流等，反馈给所述直流-直流转换电路，控制所述直流-直流转换电路输出相应电流以适应充电设备的充电要求。
[0052]
由于本发明中减小了交流-直流转换电路的直流输出电压(直流-直流转换电路的输入电压)的变化范围，使得交流输入电压在高电压范围和低电压范围时，所述直流输出电压在小范围内波动，即充电器后级电路的输入电压在小范围内波动，有利于优化后级电路中功率器件的选择，如后级选择更小的功率管和体积更小的变压器等，且本发明采用低压电容串联的方式，无需高压大电容，减小了电容的体积，从而减小了充电器的体积。
[0053]
图3给出了本发明交流-直流转换电路的实施例一的电路结构示意图，所述交流-直流转换电路包括自适应整流模块，所述自适应整流模块包括全桥整流器、第一功率器件、第一电容c1和第二电容c2，所述全桥整流器包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述全桥整流器的第一输入端和第二输入端接收交流输入电压vin，所述第一电容c1和第二电容c2串联在所述第一输出端和第二输出端之间，所述第一功率器件的一端连接所述第二输入端，所述第一功率器件的的另一端连接所述第一电容c1和第二电容c2的公共端。在其他的实施例中，所述第一功率器件的一端连接所述第一输入端，而不是所述第二输入端。第一功率器件被配置为可承受正向电压和负向电压的功率器件，图3所示的实施例一中第一功率器件为晶体管t1，但是在其他的实施例中第一功率器件可以为开关、晶体管、两个串联的开关管、含有晶体管等组成的开关结构以及其他任意具有开通和关断功能的开
关装置。
[0054]
所述全桥整流器包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4，所述第一二极管d1和第二二极管d2的负极均连接所述第一输出端，所述第一二极管d1的正极连接所述第一输入端，所述第二二极管d2正极连接所述第二输入端，所述第三二极管d3和第四二极管d4的正极均连接所述第二输出端，所述第三二极管d3的负极连接所述第一输入端，所述第四二极管d4的负极连接所述第二输入端。
[0055]
所述交流-直流转换电路还包括电压检测模块，所述电压检测模块接收不同数值的交流输入电压，输出表征交流输入电压范围的第一信号，所述第一信号通过控制晶体管t1的工作状态以调整自适应整流模块的工作状态。所述交流-直流转换电路实施例一工作过程如下：
[0056]
1、当交流输入电压vin在低电压范围时，所述第一信号控制晶体管t1导通，
[0057]
在交流输入电压vin的正半周期，输入电压vin经第一二极管d1和晶体管t1给第一电容c1充电，第一电容c1的最大电压为输入电压vin的峰值，第二电容c2放电，第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电；
[0058]
在交流输入电压vin的负半周期，输入电压vin经第三二极管d3和晶体管t1给第二电容c2充电，第二电容c2的最大电压为输入电压vin的峰值，第一电容c1放电，第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电。
[0059]
2)当交流输入电压vin在高电压范围时，所述第一信号控制晶体管t1关断，
[0060]
电路工作在普通的全桥整流器状态，所述第一电容c1和第二电容c2的电压之和为全桥整流器的输出，第一电容c1和第二电容c2的最大电压均为输入电压vin的峰值的一半,第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电。
[0061]
依据本发明所述的交流-直流转换电路，当交流输入电压vin在低电压范围时，vout的最大电压约等于输入电压vin峰值的2倍，即自适应整流模块被配置为倍压整流器工作，当交流输入电压vin在高电压范围时，vout的最大电压等于输入电压vin的峰值，即自适应整流模块被配置为全桥整流器工作。从而使得交流输入电压vin在低电压范围时的直流输出电压vout接近交流输入电压vin在高电压范围时的直流输出电压vout的数值。在有的实施例中，交流输入电压vin的高电压为低电压的2倍，则直流输出电压不变，例如输入电压vin的高电压为220vac，低电压为110vac时，输出电压vout的峰值均为220vac。在其他的实施例中，可以控制直流输出电压的变化范围在第一范围内波动，如20％范围，本发明不局限于此。
[0062]
图4为本发明交流-直流转换电路实施例一的工作波形图，其中vin为交流输入电压，vc1为第一电容c1的电压，vc2为第二电容c2的电压，vout为直流输出电压，图4中(a)为实施例一中当交流输入电压vin在低电压范围时的工作波形，图4中(b)为实施例一中当交流输入电压vin在高电压范围时的工作波形。vout等于vc1和vc2之和，由图4(a)可知，当交流输入电压vin在低电压范围时，vout的最大电压约等于输入电压vin峰值的2倍，由图4(b)可知，当交流输入电压vin在高电压范围时，vout的最大电压等于输入电压vin的峰值。其工作波形图和原理的推导结果相同，比较图4(a)和图4(b)的输出直流电压vout，得到交流输入电压vin在低电压范围时的直流输出电压vout接近交流输入电压vin在高电压范围时的
直流输出电压vout的数值。
[0063]
图5为本发明交流-直流转换电路的实施例二的电路结构示意图；所述交流-直流转换电路包括自适应整流模块，所述自适应整流模块包括全桥整流器、开关型调节器、第一电容c1和第二电容c2，所述开关型调节器复用所述全桥整流器中的至少两个整流晶体管，所述开关型调节器将交流输入电压vin转换为所述第一电容c1和所述第二电容c2两端的电压，所述第一电容c1和第二电容c2两端的电压之和被配置为所述自适应整流模块的直流输出电压vout。
[0064]
所述开关型调节器在输入电压的正负半周期分别复用所述全桥整流器中的至少一个整流晶体管，所述开关型调节器的输出电压在正负半周期分别为所述第一电容和所述第二电容的电压。
[0065]
需要注意的是，图5所示的实施例二给出的开关型调节器为buck电路，但在其他实施例中，所述开关调节器可以为其他具有降压功能的电路结构。
[0066]
所述开关型调节器还包括第二功率器件和第一电感l1，所述全桥整流器包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述全桥整流器的第二输入端经第二功率器件和第一输入端接收交流输入电压vin，所述第一电容c1和第二电容c2串联在所述第一输出端和第二输出端之间，所述第一电感l1的一端连接第二输入端，所述第一电感l1的另一端连接所述第一电容c1和第二电容c2的公共端。在其他的实施例中，所述全桥整流器的第一输入端经第二功率器件和第二输入端接收交流输入电压vin，所述第一电感l1的一端连接所述第一输入端。第一功率器件被配置为可承受正向电压和负向电压的功率器件，本实施例二中所示的第二功率器件为晶体管t2，但本发明对比不进行限制，但是在其他的实施例中第一功率器件可以为开关、晶体管、两个串联的开关管、含有晶体管等组成的开关结构以及其他任意具有开通和关断功能的开关装置。
[0067]
所述全桥整流器的结构和实施例一相同，这里不进行赘述。
[0068]
所述交流-直流转换电路还包括电压检测模块，所述电压检测模块接收不同数值的交流输入电压vin，输出表征交流输入电压vin范围的第一信号，所述第一信号通过控制晶体管t2的工作状态以调整自适应整流模块的工作状态。
[0069]
所述交流-直流转换电路实施例二工作原理如下：
[0070]
1)当交流输入电压vin在低电压范围时，所述第一信号控制晶体管t2导通
[0071]
在交流输入电压vin的正半周期，输入电压vin经第一二极管d1、第一电感l1和晶体管t2给第一电容c1充电，第一电容c1的最大电压为输入电压vin的峰值，第二电容c2放电，第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电；
[0072]
在交流输入电压vin的负半周期，输入电压vin经第三二极管d3、第一电感l1和晶体管t2给第二电容c2充电，第二电容c2的最大电压为输入电压vin的峰值，第一电容c1放电，第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电。,
[0073]
2)当交流输入电压vin在高电压范围时，所述第一信号控制晶体管t2工作在pwm状态
[0074]
在交流输入电压vin电压的正半周期,晶体管t2导通时，输入电压vin经第一二极
管d1、晶体管t2和第一电感l1给第一电容c1充电,晶体管t2关断时，第一电感l1经第二开关管d2续流，晶体管t2、第一电感l1和第二二极管d2组成一个buck电路，即buck电路复用第二二极管d2，buck电路的输出电压等于第一电容c1上的电压，故buck电路控制第一电容c1上的电压为指定值；；第二电容c2放电，第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电；
[0075]
在交流输入电压vin电压的负半周期,晶体管t2导通时，输入电压vin经第三开关管d3、晶体管t2和第一电感l1给第二电容c2充电,晶体管t2关断时，第一电感l1经第四开关管d4续流，晶体管t2、第一电感l1和第四二极管d4组成一个buck电路，即buck电路复用第四二极管d4，buck电路的输出电压等于第二电容c2上的电压，故buck电路控制第二电容c2上的电压为指定值；第一电容c1放电，第一电容c1和第二电容c2串联后的电压为后级直流-直流转换电路的输入电压，为后级其他电路供电。
[0076]
依据本发明所述的交流-直流转换电路，当交流输入电压vin在低电压范围时，vout的最大电压约等于输入电压vin峰值的2倍，即自适应整流模块被配置为倍压整流器工作；当交流输入电压vin在高电压范围时，自适应整流模块被配置为buck电路工作，vout电压等于buck电路输出电压的2倍，通过调节buck电路的占空比，可以控制交流输入电压vin在高电压范围时的直流输出电压vout接近交流输入电压vin在低电压范围时的直流输出电压vout接近的数值。例如输入电压vin的高电压为220v，低电压为110v时，buck电路的占空比为50％，则直流输出电压vout的峰值均为220v。在其他的实施例中，也可以控制直流输出电压的变化范围在一定范围内波动，如20％范围，本发明不局限于此。
[0077]
当交流输入电压vin在高电压范围时，通过控制pwm的占空比即可控制buck电路的输出电压，进而控制第一电容c1和第二电容c2上的电压。在有的实施例中，根据输入电压vin的高电压和低电压，计算出所需占空比，直接利用脉冲信号控制晶体管t2的导通和关断。在其他的实施例中，利用输出电压反馈信号生成pwm信号。进一步的，在本实施例二中，即通过采样表征第一电容电压和第二电容的电压的反馈信号分别在交流输入电压的正负半周期，控制晶体管t1的导通和关断。具体的，其实现方式可以为：在交流输入电压的正负周期，分别采样第一电容的电压vc1和第二电容的电压vc2作为反馈信号，将反馈信号和第一参考信号分别作为误差放大器的输入，误差放大器的输出得到补偿信号，并将所述补偿信号和斜坡信号进行比较，即可得到pwm信号。所述的pwm信号的占空比可以根据实际需要设置，本发明对比不进行限制。
[0078]
图6为本发明交流-直流转换电路实施例二的工作波形图，其中vin为交流输入电压，vc1为第一电容的电压，vc2为第二电容的电压，vout为直流输出电压，图6中(a)为实施例二中当交流输入电压vin在低电压范围时的工作波形，图6中(b)为实施例二中当交流输入电压vin在高电压范围时的工作波形。vout等于vc1和vc2之和，由图6(a)可知，当交流输入电压vin在低电压范围时，vout的最大电压约等于输入电压vin峰值的2倍，由图6(b)可知，当交流输入电压vin在高电压范围时，输出电压vout等于buck电路在正负半周期之和，其工作波形图和原理的推导结果相同，比较图6(a)和图6(b)的输出直流电压vout，可知，通过调节buck电路的占空比，可以控制交流输入电压vin在高电压范围时的直流输出电压vout接近交流输入电压vin在低电压范围时的直流输出电压vout接近的数值。
[0079]
图7给出了本发明交流-直流转换电路的实施例二在较短时间内的驱动控制信号
波形图，图7中(1)为实施例二中当交流输入电压vin在高电压范围时的工作波形，图7中(2)为实施例二中当交流输入电压vin在高电压范围时，较短时间内的驱动控制信号波形图，其中vin为为交流输入电压，t2 drive为晶体管t2驱动控制信号，il1为电感电流。所述的较短时间如图7(1)的虚线框所示，图7(2)所示的驱动信号为图7(1)所示虚线框的时间内的变化图。从中可以看出，在较短时间内，交流输入电压vin变化很小，晶体管t2工作在pwm状态，晶体管t2进行多次导通和关断。晶体管t2的导通时间和关断时间构成pwm信号。且可以看出电感电流il1的变化在晶体管t2导通时变大，在晶体管t2关断时减小。
[0080]
本发明实施例一和实施例二在当交流输入电压vin在低电压范围时，均为倍压输出，而实施例二在交流输入电压vin在高电压范围时，buck电路可以控制输出电压vout，故和实施例一相比，实施例二对输入交流的高低电压的范围要求更少，更加灵活。
[0081]
需要说明的是，在有的实施例中，实施例一和实施例二的电压检测电路并非直接和晶体管的控制端连接，其之间还连接有驱动电路，所述第一信号通过驱动电路控制晶体管的工作状态，本发明对此不进行限制，在此进行说明。
[0082]
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。