本发明涉及电源领域,尤其涉及一种基于反激式dc-dc变换器的dcm变频控制方法。
背景技术:
在开关电源中,电源的工作效率是衡量一款电源性能好坏的重要指标之一,在传统的反激式dc-dc变换器中,变换器的开关频率一般保持恒定。因此,当变换器的输出功率较小时,电源的工作频率依然保持不变,较高的开关频率会造成大量的开关损耗,从而影响变换器的整体效率。
技术实现要素:
本发明的目的在于克服现有技术的不足,针对传统反激式dc-dc变换器不能实现全功率范围内的高效率运行,提供一种基于反激式dc-dc变换器的dcm变频控制方法。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的:
一种基于反激式dc-dc变换器的dcm变频控制方法,通过设置一个结合频率控制模块的反馈控制环路,实现反激式dc-dc变换器的dcm变频控制;具体包括以下步骤:
在整个控制的开始时刻,导通主开关管q,导通频率控制模块的开关s1,断开开关s2,使电容c开始充电;
在反馈控制环路中,采样输出电压vs与参考电压vref经过误差放大器运算,产生一个误差信号vea;
将反激变压器原边电感电流采样信号vis与误差信号电压vea进行比较,当vis值与vea值相等时,比较器向锁存器的r端输入一个高电平,锁存器的q端输出一个低电平关断主开关管q;导通反激变压器的副边,副边电流is流经二极管并逐渐下降;当电流is下降至零时,频率控制模块的开关s1断开,s2导通;
电容c经电流源2开始放电,当电容c电压放电至零时,过零比较器2输出一个高电平给rs触发器的s端和锁存器的s端,锁存器的q端输出一个高电平导通主开关管q,整个控制开始进入下一个周期。
进一步的,所述反馈控制环路包括主电路模块、副边电流过零检测模块和频率控制模块,所述主电路模块包括误差放大器、比较器、锁存器和主开关管q;所述误差放大器输出端与比较器负相输入端连接,所述误差放大器的负相输入端与副边输出之间设置有采样电阻r1,所述误差放大器和采样电阻都与接地电阻r2连接;所述锁存器的r端与比较器的输出端连接,所述锁存器的s端与频率控制模块连接,所述锁存器的q端与主开关管q连接;所述副边电流过零检测模块由过零比较器1构成,用于副边电流过零检测,其输出端与频率控制模块连接,负输入端接在反激变压器的副边线圈与二级管之间。
进一步的,所述反激变压器包括二极管、电容、原边线圈和副边线圈,所述二极管正极连接变压器的副边线圈,负极连接电容和过零比较器1的负输入端;所述电容与副边线圈连接。
进一步的,所述频率控制模块包括电容c、电流源1、电流源2、过零比较器2和rs触发器;所述电流源1和电流源2并联且电流方向相反,其通过控制开关s1和s2接入到电容c的充放电电路中;所述电容c与过零比较器2的负相输入端连接,所述过零比较器2的输出端与rs触发器的s端和锁存器的s端连接;所述rs触发器的r端与过零比较器1的输出端连接,所述rs触发器的q端与开关s1连接,
本发明的有益效果:通过一个频率控制模块结合反馈控制环路来实现反激dc-dc变换器工作在dcm模式下的变频控制,在输出功率低时,能降低开关频率,从而降低开关损耗,提升反激dc-dc变换器的整体效率。
附图说明
图1是本发明的方法流程图。
图2是控制过程的主要波形图。
图3是反馈控制环路框图。
图4是频率控制模块框图。
图5是典型反激拓扑图。
图6是反激变换器dcm模式下原副边电感电流波形图。
图7是开关频率变化关系图。
图8是输出电流2a时的仿真结果图。
图9是输出电流1a是的仿真结果图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解,现对照附图说明本发明的具体实施方式。
本实施例中,如图1所示,一种基于反激式dc-dc变换器的dcm(discontinuousconductionmode)变频控制方法,通过一个频率控制模块结合的反馈控制环路来实现反激dc-dc变换器工作在dcm模式下的变频控制;
在整个控制的开始时刻,导通主开关管q,导通频率控制模块的开关s1,断开开关s2,使电容c开始充电;
在反馈控制环路中,采样输出电压vs与参考电压vref经过误差放大器运算,产生一个误差信号vea;
将反激变压器原边电感电流采样信号vis与误差信号电压vea进行比较,当vis值与vea值相等时,比较器向锁存器的r端输入一个高电平,锁存器的q端输出一个低电平关断主开关管q;
导通反激变压器的副边,副边电流is流经二极管并逐渐下降;当电流is下降至零时,频率控制模块的开关s1断开,s2导通;
电容c经电流源2开始放电,当电容c电压放电至零时,过零比较器2输出一个高电平给rs触发器的s端和锁存器的s端,锁存器的q端输出一个高电平导通主开关管q,整个控制开始进入下一个周期;控制过程的主要波形,如图2所示,
本实施例中,反馈控制环路框图如图3所示,所述反馈控制环路包括主电路模块、副边电流过零检测模块和频率控制模块,所述主电路模块包括误差放大器、比较器、锁存器、主开关管q;所述误差放大器输出端与比较器负相输入端连接,所述误差放大器的负相输入端与副边输出之间设置有采样电阻r1,所述误差放大器和采样电阻r1都与接地电阻r2连接;所述锁存器的r端与比较器的输出端连接,所述锁存器的s端与频率控制模块连接,所述锁存器的q端与主开关管q连接;所述副边电流过零检测模块由过零比较器1构成,用于副边电流过零检测,其输出端与频率控制模块连接,负输入端接在反激变压器的副边线圈与二级管之间。
其中,所述反激变压器包括二极管、电容、原边线圈和副边线圈,所述二极管正极连接变压器的副边线圈,负极连接电容和过零比较器1的负输入端;所述电容与副边线圈连接。
本实施例中,如图4所示,所述频率控制模块包括电容c、电流源1、电流源2、过零比较器2和rs触发器;所述电流源1和电流源2并联且电流方向相反,其通过控制开关s1和s2接入到电容c的充放电电路中;所述电容c与过零比较器2的负相输入端连接,所述过零比较器2的输出端与rs触发器的s端和锁存器的s端连接;所述rs触发器的r端与过零比较器1的输出端连接,所述rs触发器的q端与开关s1连接,
本实施例中,通过dcm变频控制方法,变换器一直保持在dcm(discontinuousconductionmode)模式并且其开关频率可随输出功率变化,当输出功率较低时能降低变换器的工作频率,从而减少变换器的开关损耗,提升其整体效率。
本实施例中,如图5所示,典型的反激式dc-dc变换器拓扑如图1所示,设反激变压器原边匝数为np,副变匝数为ns。变压器匝比为n;反激dc-dc变换器工作在dcm(discontinuousconductionmode)模式下时的原边和副边的理想电感电流波形如图6所示,根据反激变换器特性可得出表达式:
根据反激式变换器工作在dcm模式下的工作特性可知,副边二极管导通时间toff为:
式中ls为反激变压器副边电感量,is.pk为副边电流峰值,uout为输出电压;
原边主开关管的导通时间ton为:
式中ip.pk为反激变换器原边电流峰值,lp为反激变压器原边电感量,uin为输入电压。
根据变压器工作原理可得:
is.pk=n·ip.pk(4)
又根据电感与变压器匝数比的关系可知:
将式(2)(3)(4)代入式(1)中可得到开关频率fsw的表达式为:
式中iout为输出电流。
将公式进一步变形为:
式中pout为输出功率。
由公式(6)可知,如果将ip.pk保持恒定,则开关频率fsw是一个关于输出功率pout的函数,其变化关系如图7所示;
根据以上推导可知,如果保持反激dc-dc变换器的原边电感电流峰值恒定,则可以实现反激dc-dc变换器工作在dcm模式下的全功率范围内的变频控制;当输出功率低时,能降低开关频率,从而降低开光损耗,提升反激dc-dc变换器的整体效率。
本实施例中,频率控制模块电流源大小的选择;
根据电容充放电过程中的电荷守恒可得到以下表达式:
式中:i1为电容c的充电电流;i2为电容c的放电电流;
结合公式(2)、(3)、(6)可以得到如下表达式:
式中:iout为输出电流。
由式(9)可知,电流源1的电流大小可设为(nip.pk)/2,电流源2的电流大小可设为2iout。由于给电容c充电的电流i1应该大于零,既必须满足表达式:
经过整理后可得到ip.pk的范围如下:
本实施例中,为验证本次提出的控制策略的有效性,利用psim搭建了一台反激式dc-dc的变换器模型,设置输入电压50v,输出电压8v,最大输出电流2a,最大输出功率16w。为验证不同输出功率下的开关频率的变化情况,分别仿真了输出电流为2a和1a的情况。
输出电流源为2a时的仿真结果如图8所示,根据测量结果显示,开关频率为19.58khz。
输出电流源为1a时的仿真结果如图9所示,根据测量结果显示,此时开关频率为6.12khz。
根据仿真结果可知,本次提出的控制策略能实现反激式dc-dc变换器全功率范围内工作在dcm模式,并且其开关频率能跟随输出功率变化,当输出功率较小时,开频率较低,从而减少了开关损耗,提升变换器的整体工作效率。
本发明通过一个频率控制模块结合反馈控制环路来实现反激dc-dc变换器工作在dcm模式下的变频控制,在输出功率低时,能降低开关频率,从而降低开关损耗,提升反激dc-dc变换器的整体效率。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解,本发明不受上述实施例的限制,上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理,在不脱离本发明精神和范围的前提下,本发明还会有各种变化和改进,这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护的范围由所附的权利要求书及其等效物界定。