一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及变换器

1.本发明涉及直流变换器控制技术领域，主要涉及一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及变换器。


背景技术：

2.能源在人类社会的生存和发展中起到重要的作用，太阳能和风能储量丰富，是世界公认的清洁型能源，目前得到了较为广泛的开发和利用。但是同传统能源相比，新能源发电具有波动性和随机性。为了提高新能源发电的供电质量，发电系统需要加入储能装置，来改善功率波动。在带有储能装置的新能源发电系统中，经常使用多个直流变换器，分别将直流电源和储能单元升压到相同的电压等级，并连接到共同的直流母线。但是此结构存在系统结构复杂、变换器数量多、功率密度低、各个变换器需要协调控制的缺陷。多端口变换器具有很多优点,比如体积小成本低、可靠性高、功率密度高和效率高等，因此也逐渐成为目前研究的热点，在独立新能源发电系统中也有很重要并且广泛的应用。
3.pi控制是多端口变换器的经典控制方法，其中电压、电流调节器的存在导致系统中的任何扰动都需要传递到输出后，调节器才能对误差进行校正，系统的动态性能受到限制。
4.采用解耦矩阵法可以实现pi参数的优化，但是多端口变换器工作方式模式的多样性以及工作范围的宽广性导致系统难以通过一个传递函数进行精确建模，因此解耦矩阵设计困难。
5.文献“dongsheng yang,min yang,ruan.one
‑
cycle control for a double input dc/dc converter[j].ieee transactions on power electronics,2012,27(11):4646
‑
4655.”提出的应用于双输入buck变换器的单周期控制作为一种非线性控制，虽然在理论上可以消除调节器，但在实际应用中还是引入电压外环来消除系统稳态误差，而电压外环的引入使其控制存在滞后。
[0006]
文献“付宏伟，王宇。三端口变换器的电容电荷平衡控制技术研究，中国电机工程学报，2020，40(15)：4988
‑
4999。”提出了针对多端口变换器的负载突变的电容电荷平衡控制(capacitive charge balance control,cbc)方案，该算法基于电容电荷平衡原理,推导出最优动态响应曲线，通过控制系统动态过程中的开关状态,使系统按照最优动态响应曲线运行，负载突变时，输出电容经过一次放电、一次充电过程，输出电压和输出电感电流即可收敛提高了负载突变下的系统动态性能。然而，上述现有技术中提出的cbc方案，在负载突增时，其输出滤波电容的放电过程与充电过程是串联执行的，即放电过程完毕后，充电过程才能开始执行；同理，在负载突卸时，其输出滤波电容的充电过程与放电过程是串联执行的，即充电过程完毕后，放电过程才能开始执行，这种放电过程与充电过程串联执行的模式限制了动态性能的进一步提高。


技术实现要素：

[0007]
发明目的：本发明提供了一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及变换器，解决了现有多端口变换器的电容电荷平衡控制技术中电压动态性能受充、放电串联运行模式影响、动态性能难以进一步提高的问题。
[0008]
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
[0009]
一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法的变换器，包括端口一u1，两端并联有滤波电容c1，所述滤波电容c1两端并联有单相桥臂1；所述单相桥臂1包括两个串联的开关管sa1和sa2，所述单相桥臂1的中点连接变压器1原边的一端；变压器1原边另一端连接由两个串联的开关管sa1和sa2组成的单相桥臂2的中点；所述单相桥臂2两端并联有滤波电容c2；所述滤波电容c2与端口二u2并联；所述变压器1原边激磁电感为l
m
；所述变压器1副边连接至由二极管d1，d2，d3，d4组成桥式整流电路1，具体地，所述桥式整流电路1包括由d1，d2组成的第一桥臂和由d3，d4组成的第二桥臂；所述变压器1副边两端分别与第一桥臂和第二桥臂中点相连；所述桥式整流电路1输出端一端串联输出滤波电感l
o
，与输出滤波电容c
o
的一端相连接，输出滤波电容c
o
的另一端与桥式整流电路1的另一输出端相连接，负载电阻并联在输出滤波电容c
o
的两端；所述输出滤波电容c
o
两端分别连接桥式整流电路2两端，其中一段连接段串联有输出滤波电感l
cp
；所述桥式整流电路2包括由二极管d7，d8组成的桥臂1和d9，d10组成的桥臂2；所述桥臂1和桥臂2的中点分别与变压器2副边的两端相连；所述电压器2原边的两端分别连接至单相桥臂3和单相桥臂4，具体地，所述单相桥臂3包括串联的开关管sc1和二极管d5，所述单相桥臂4包括串联的二极管d6和开关管sc2，所述变压器2原边的两端分别与单相桥臂3和单相桥臂4的中点连接；所述单相桥臂3和单相桥臂4分别并联在滤波电容c4两端，端口四u4也并联于滤波电容c4两端。
[0010]
进一步地，所述输出滤波电感l
o
与第一电流传感器串联；所述负载电阻与第二电流传感器串联；所述负载电阻两端并联有电压传感器。
[0011]
一种采用上述充放电并行的四端口变换器的电容电荷平衡控制方法，包括负载突加和负载突卸两种情况，具体地：
[0012]
负载突加情况下：
[0013]
步骤s1、设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入突加负载过程，记录这一时刻为t1；
[0014]
步骤s2、测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
<i
o
时，当端口二处于不同状态下时，各开关管通断情况如下：
[0015]
步骤s2.1、端口二处于0输出功率状态；此时对于端口一，sa1一直处于开通状态，sa2一直处于关断状态，对于端口二，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续增长状态，直至i
l
＝i
o
；
[0016]
步骤s2.2、端口二处于输出功率状态；此时对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，对于端口二，sb1一直处于开通状态，sb2一直处于关断状态，i
l
处于持续增长状态，直至i
l
＝i
o
；
[0017]
步骤s2.3、端口二处于输入功率状态；此时对于端口一，sa1一直处于开通状态，sa2一直处于关断状态，对于端口二，sb1一直处于开通状态，sb2一直处于关断状态，i
l
处于
持续增长状态，直至i
l
＝i
o
；
[0018]
步骤s3、当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在端口二处于不同状态下时，分别计算积分值s1如下：
[0019]
步骤s3.1、端口二处于0输出功率状态；求取积分值
[0020]
步骤s3.2、端口二处于输出功率状态；求取积分值
[0021]
步骤s3.3、端口二处于输入功率状态；求取积分值
[0022]
步骤s4、从t1时刻开始，求取积分值其中n1和n2分别为变压器1和变压器2的变比，当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
；在在t1～t1+t
e
时间段内，对于端口四，sc1和sc2一直处于导通状态；在时间段内，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0023]
步骤s5、当时，动态过程在t2时刻结束；当时刻结束；当时，动态过程在时刻结束；在时间段的每一个采样周期内，开关管sa2与sa1互补导通，sb1与sb2互补导通；当端口二处于不同输出状态时，开关管sa1和sb2的占空比具体如下：
[0024]
步骤s5.1、端口二处于0输出功率状态；开关管sa1和sb2的占空比为
[0025]
步骤s5.2、端口二处于输出功率状态；开关管sa2和sb1的占空比为
[0026]
步骤s5.3、端口二处于输入功率状态；开关管sa1和sb1的占空比为
[0027]
负载突卸情况下：
[0028]
步骤l1、设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入负载突卸过程，记录这一时刻为t1；
[0029]
步骤l2、测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
>i
o
时，当端口二处于不同状态下时，各开关管通断情况如下：
[0030]
步骤l2.1、端口二处于0输出功率状态；此时对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续减小状态，直至i
l
＝i
o
；
[0031]
步骤l2.2、端口二处于输出功率状态；此时对于端口一，sa1一直处于关断状态，
sa2一直处于开通状态，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续减小状态，直至i
l
＝i
o
；
[0032]
步骤l2.3、端口二处于输入功率状态；对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续减小状态，直至i
l
＝i
o
；
[0033]
步骤l3、当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0034]
步骤l4、从t1时刻开始，求取积分值当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，对于端口四，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态；在时间段内，sc1和sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0035]
步骤l5、当时，动态过程在t2时刻结束；当时刻结束；当时，动态过程在时刻结束；在时间段的每一个采样周期内，sa1与sa2互补导通，sb2与sb1互补导通；当端口二处于不同输出状态时，开关管sa1和sb2的占空比具体如下：
[0036]
步骤l5.1、端口二处于0输出功率状态；开关管sa1和sb2的占空比为
[0037]
步骤l5.2、端口二处于输出功率状态；开关管sa2和sb1的占空比为
[0038]
步骤l5.3、端口二处于输入功率状态；开关管sa1和sb1的占空比为
[0039]
有益效果：
[0040]
本发明提出的基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及四端口变换器，在四端口变换器负载突变的过程中，以输出电压动态纹波最小化、收敛时间最短化为原则，首先优化选择工作端口并分配各端口充电和放电任务，使得充电和放电过程并列进行；其次根据电感电流变化率计算各端口对应开关管在不同开关模式下的开关状态和导通关断时间，保证一次性充电和一次性放电时间最短，且充电功能端口的充电电流安秒积与放电功能端口的放电电流安秒积相等，从而使得充电和放电过程并行运行完成后，输出电压即可收敛，输出电压动态峰值最小，无超调，收敛时间最短，解决了现有多端口变换器的电容电荷平衡控制技术中电压动态性能受充、放电串联运行模式影响、动态性能难以进一步提高的问题。
附图说明
[0041]
图1为本发明提供的基于充放电并行的四端口变换器电路图；
[0042]
图2为本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法在负载突加且端口二处于零输
出功率状态下的控制框图；
[0043]
图3为本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法在负载突加且端口二处于输出功率状态下的控制框图；
[0044]
图4为本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法在负载突加且端口二处于输入功率状态下的控制框图；
[0045]
图5为本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法在负载突卸且端口二处于零输出功率状态下的控制框图；
[0046]
图6为本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法在负载突卸且端口二处于输出功率状态下的控制框图；
[0047]
图7为本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法在负载突卸且端口二处于输入功率状态下的控制框图；
[0048]
图8为本发明提供的充放电并行的电容电荷平衡控制方法的一般控制流程图；
[0049]
图9为四端口变换器系统采用pi控制器下的输出电压u
o
波形；
[0050]
图10为四端口变换器系统采用文献“付宏伟，王宇。三端口变换器的电容电荷平衡控制技术研究，中国电机工程学报，2020，40(15)：4988
‑
4999。”所提出的方案控制下的输出电压u
o
波形图；
[0051]
图11为四端口变换器系统采用本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法控制下的输出电压u
o
波形图。
具体实施方式
[0052]
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
[0053]
如图1所示的一种基于充放电并行的四端口变换器，包括端口一u1，两端并联有滤波电容c1，所述滤波电容c1两端并联有单相桥臂1；所述单相桥臂1包括两个串联的开关管sa1和sa2，所述单相桥臂1的中点连接变压器1原边的一端；变压器1原边另一端连接由两个串联的开关管sa1和sa2组成的单相桥臂2的中点；所述单相桥臂2两端并联有滤波电容c2；所述滤波电容c2与端口二u2并联；所述变压器1原边激磁电感为l
m
；所述变压器1副边连接至由二极管d1，d2，d3，d4组成桥式整流电路1，具体地，所述桥式整流电路1包括由d1，d2组成的第一桥臂和由d3，d4组成的第二桥臂；所述变压器1副边两端分别与第一桥臂和第二桥臂中点相连；所述桥式整流电路1输出端一端串联输出滤波电感l
o
，同时还串联有第一电流传感器，用于测量输出滤波电感l
o
上的电流i
l
。第一电流传感器另一端与输出滤波电容c
o
的一端相连接，输出滤波电容c
o
的另一端与桥式整流电路1的另一输出端相连接，负载电阻并联在输出滤波电容c
o
的两端，同时与第二电流传感器串联，用于测量负载电流i
o
。所述负载电阻两端还并联有电压传感器，用于测量输出电压u
o
。所述输出滤波电容c
o
两端分别连接桥式整流电路2两端，其中一段连接段串联有输出滤波电感l
cp
；所述桥式整流电路2包括由二极管d7，d8组成的桥臂1和d9，d10组成的桥臂2；所述桥臂1和桥臂2的中点分别与变压器2副边的两端相连；所述电压器2原边的两端分别连接至单相桥臂3和单相桥臂4，具体地，所述单相桥臂3包括串联的开关管sc1和二极管d5，所述单相桥臂4包括串联的二极管d6和开关管sc2，所述变压器2原边的两端分别与单相桥臂3和单相桥臂4的中点连接；所述单相桥臂3和单相桥臂4分别并联在滤波电容c4两端，端口四u4也并联于滤波电容c4两端。
[0054]
本发明提供的基于充放电并行的四端口变换器的电容电荷平衡控制方法，包括负载突加和负载突卸两种情况。具体如下：
[0055]
负载突加情况下；
[0056]
(1)端口二处于0输出功率状态，如图2所示。
[0057]
步骤s1.1、设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入突加负载过程，记录这一时刻为t1；
[0058]
步骤s1.2、测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
<i
o
时，对于端口一，sa1一直处于开通状态，sa2一直处于关断状态，对于端口二，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续增长状态，直至i
l
＝i
o
；
[0059]
步骤s1.3、当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0060]
步骤s1.4、求取积分值当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，对于端口四，sc1和sc2一直处于导通状态；
[0061]
步骤1.5：在时间段内，端口四处sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0062]
步骤1.6：当时，动态过程在t2时刻结束；当时刻结束；当时，动态过程在时刻结束，且在时间段的每一个采样周期内，开关管sa1和sb2的占空比为sa2与sa1互补导通，sb1与sb2互补导通；
[0063]
(2)端口二处于输出功率状态，如图3所示。
[0064]
步骤2.1：设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入突加负载过程，记录这一时刻为t1；
[0065]
步骤2.2：测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
<i
o
时，对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，sb1一直处于开通状态，sb2一直处于关断状态，i
l
处于持续增长状态，直至i
l
＝i
o
；
[0066]
步骤2.3：当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0067]
步骤2.4：求取积分值当s2＝s1时，
s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，对于端口四，sc1和sc2一直处于导通状态；
[0068]
步骤2.5：在时间段内，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0069]
步骤2.6：当时，动态过程在t2时刻结束；当时刻结束；当时，则动态过程在时刻结束；在时间段的每一个采样周期内，sa1和sb2的占空比为sa2与sa1互补导通，sb1与sb2互补导通；
[0070]
(3)、端口二处于输入功率状态，如图4所示。
[0071]
步骤s3.1、设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入突加负载过程，记录这一时刻为t1；
[0072]
步骤s3.2、测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
<i
o
时，对于端口一，sa1一直处于开通状态，sa2一直处于关断状态，对于端口二，sb1一直处于开通状态，sb2一直处于关断状态，i
l
处于持续增长状态，直至i
l
＝i
o
；
[0073]
步骤s3.3、当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0074]
步骤s3.4、求取积分值当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，对于端口四，sc1和sc2一直处于导通状态；
[0075]
步骤s3.5、在时间段内，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0076]
步骤3.6：当时，动态过程在t2时刻结束；如果时刻结束；如果时，动态过程在时刻结束，且在时间段的每一个采样周期内，sa1和sb1的占空比为sa2与sa1互补导通，sb2与sb1互补导通；
[0077]
负载突卸情况下：
[0078]
(1)端口二处于0输出功率状态，如图5所示。
[0079]
步骤s4.1、设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述
输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入负载突卸过程，记录这一时刻为t1；
[0080]
步骤s4.2、测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
>i
o
时，对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续减小状态，直至i
l
＝i
o
；
[0081]
步骤s4.3、当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0082]
步骤s4.4、求取积分值当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，对于端口四，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态；
[0083]
步骤s4.5、在时间段内，sc1和sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0084]
步骤s4.6、当时，动态过程在t2时刻结束；当时刻结束；当时，则动态过程在时刻结束，且在时刻结束，且在时间段的每一个采样周期内，sa1和sb2的占空比为sa2与sa1互补导通，sb1与sb2互补导通；
[0085]
(2)端口二处于输出功率状态，如图6所示。
[0086]
步骤5.1：设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入负载突卸过程，记录这一时刻为t1；
[0087]
步骤5.2：测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
>i
o
时，对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续减小状态，直至i
l
＝i
o
；
[0088]
步骤5.3：当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0089]
步骤5.4：求取积分值当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态；
[0090]
步骤5.5：在时间段内，sc1和sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0091]
步骤5.6：如果t2大于等于则动态过程在t2时刻结束；如果t2小于则动态过程在时刻结束，在时间段的每一个采样周期内，sa2和sb1的占空比为sa1与sa2互补导通，sb2与sb1互补导通；
[0092]
(3)端口二处于输入功率状态，如图7所示。
[0093]
步骤6.1：设定输出电压的误差阀值|
△
u
ot
|，测量得到输出电压实际值u
o
，将所述输出电压实际值u
o
与输出电压的期望值做差，当输出电压的误差时，四端口变换器进入负载突卸过程，记录这一时刻为t1；
[0094]
步骤6.2：测量得到输出滤波电感l
o
上电流i
l
，同时测量负载变换器负载电流i
o
；从t1时刻开始，当i
l
>i
o
时，对于端口一，sa1一直处于关断状态，sa2一直处于开通状态，sb1一直处于关断状态，sb2一直处于开通状态，i
l
处于持续减小状态，直至i
l
＝i
o
；
[0095]
步骤6.3：当i
l
＝i
o
时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
[0096]
步骤6.4：求取积分值当s2＝s1时，s2的积分时间为t
e
，在t1～t1+t
e
时间段内，sc1一直处于关断状态，sc2一直处于导通状态；
[0097]
步骤6.5：在时间段内，sc1和sc2一直处于导通状态，在时刻之后，sc1和sc2均处于关断状态；
[0098]
步骤6.6：如果t2大于等于则动态过程在t2时刻结束；如果t2小于则动态过程在时刻结束，在时间段的每一个采样周期内，sa1和sb1的占空比为sa2与sa1互补导通，sb2与sb1互补导通。
[0099]
根据图1
‑
图7，总结归纳出本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法的一般化控制流程，如图8所示。
[0100]
下面选取负载突加且端口二处于零输出功率状态的情况为例，说明本发明的优点。负载突加且端口二处于零输出功率状态下，图9为四端口变换器系统采用pi控制器下的输出电压u
o
波形，在pi控制下，每个端口的每个开关管的占空比由输出电压的误差、电感电压的误差和pi参数决定。合理的优化的pi参数使得系统可以在t
x
时刻收敛，但是其占空比并未按照一次调节即可充放电平衡的原则来设计，所以并不能使得系统经过一次调节即可收敛。在图9中，在t2时刻电压经过了一次调节过程且输出电压实际值u
o
等于其期望值
但是t2时刻电感电流i
l
并未收敛到i
o
，所以t2时刻之后输出电压实际值u
o
继续发生变化，产生超调。经过多次调节后，系统在t
x
时刻收敛。
[0101]
图10为四端口变换器系统采用文献“付宏伟，王宇。三端口变换器的电容电荷平衡控制技术研究，中国电机工程学报，2020，40(15)：4988
‑
4999。”所提出的方案控制下的输出电压u
o
波形。动态过程中，每个端口的每个开关管的占空比按照一次放电然后一次充电即可收敛的原则来设计，因此系统在t4时刻即可收敛，无需多次调节。但是它的充电过程必须等放电过程结束后才能开始，它的动态过程所需时间是放电时间和充电时间之和，影响了系统动态性能的进一步提高。
[0102]
图11为四端口变换器系统采用本发明充放电并行的电容电荷平衡控制方法控制下的输出电压u
o
波形。采用充放电并行的控制思想，从t1时刻开始，充电过程和并行过程并行执行。一方面，放电电荷为同时从t1时刻开始，充电过程同时进行，且充电电流i
lp
的上升和下降的切换时刻满足下式：
[0103][0104]
那么充电电荷计算如下：
[0105][0106]
由式(2)可知，s2＝s1，由此可以看出，本发明提出的充放电并行的电容电荷平衡控制方法通过优化选择参与端口并分配不同端口的工作模式，使得充放电并行运行；进一步通过设计每个端口的每个开关管的导通、关断状态和占空比，使得放电电流和充电电流以最快速度达到稳态值并保证充电电荷等于放电电荷，这样一来，系统的动态过程所需时间仅为放电时间和充电时间两者中的较大值，如图10所示，动态过程所需时间仅为放电时间t2‑
t1，系统在t2时刻即可收敛。
[0107]
不失一般性，本发明提出的充放电并行的电容电荷平衡控制方法不仅适用于图1中的四端口变换器，还适用于其他拓扑结构的四端口变换器，不仅适用于四端口变化器，还
适用于n端口变换器(n>4)。
[0108]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。