开关模式功率转换器及用于其的感应充电电路的制作方法

本公开内容总体上涉及功率转换器，并且更具体地，涉及用于功率转换器的控制器。

背景技术：

电子设备使用电力运行。由于开关模式功率转换器效率高、尺寸小、重量轻，因此它们通常被用来为现今的许多电子设备供电。常规的壁式插座提供高压交流电。在开关功率转换器中，通过能量传递元件转换高压交流(ac)输入，以提供良好调节的直流(dc)输出。开关模式功率转换器控制器通常通过感测表示一个或多个输出量的一个或多个信号并且在闭合回路中控制输出来提供输出调节。在运行中，利用开关以通过改变占空比(通常是开关的导通时间与总开关周期的比率)、改变开关频率或改变开关模式功率转换器中的开关的每单位时间的脉冲数目来提供期望的输出。

功率转换器通常包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器感测并且调节功率转换器的输出。这些控制器通常需要调节的或未经调节的电压源来为控制器的电路部件供电。耦合到控制器的旁路电容器可以向控制器的电路提供运行功率。

技术实现要素：

本发明提供了至少以下解决方案：

1.一种感应充电电路，所述感应充电电路耦合到开关模式功率转换器的绕组和所述开关模式功率转换器的功率开关控制器的供电端子，所述感应充电电路包括：

输入，所述输入耦合到所述绕组，所述输入被耦合以接收通过所述开关模式功率转换器生成的开关电压；

电感器，所述电感器耦合到所述输入以响应于所述开关电压提供电感器电流；

第一二极管，所述第一二极管耦合到所述电感器以使得所述电感器电流能够从所述感应充电电路的所述输入流到所述感应充电电路的输出；以及

所述感应充电电路的所述输出，所述输出耦合到所述功率开关控制器的所述供电端子。

2.根据解决方案1所述的感应充电电路，其中，所述开关模式功率转换器的所述绕组是所述开关模式功率转换器的输出侧的输出绕组，所述开关电压是通过所述开关模式功率转换器的功率开关的接通和关断而生成的所述输出绕组的输出绕组电压，并且所述功率开关控制器是耦合到所述开关模式功率转换器的所述输出侧的同步整流控制器。

3.根据解决方案2所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输入耦合在所述开关模式功率转换器的所述输出绕组与输出整流器之间。

4.根据解决方案3所述的感应充电电路，其中，所述电感器耦合在所述开关模式功率转换器的所述输出绕组与所述输出整流器之间。

5.根据解决方案3所述的感应充电电路，还包括：

电容器，所述电容器作为隔直器件耦合在所述感应充电电路的所述输入和所述电感器之间；以及

第二二极管，所述第二二极管耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管以为所述电容器提供复位路径。

6.根据解决方案5所述的感应充电电路，其中，所述电容器的电容被选择为使得所述电容器和所述电感器的谐振频率小于所述开关模式功率转换器的所述功率开关的开关频率。

7.根据解决方案1所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输出耦合到旁路电容器，所述旁路电容器具有足以对由所述感应充电电路提供的运行电流滤波的电容。

8.根据解决方案1所述的感应充电电路，其中，所述开关模式功率转换器的所述绕组是所述开关模式功率转换器的输入侧的偏置绕组，所述开关电压是通过所述开关模式功率转换器的功率开关的接通和关断而生成的所述偏置绕组的偏置绕组电压，并且所述功率开关控制器是耦合到所述开关模式功率转换器的所述输入侧的初级功率开关控制器。

9.根据解决方案8所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输入耦合在所述开关模式功率转换器的所述偏置绕组与调节器的输入之间。

10.根据解决方案9所述的感应充电电路，还包括：

第二电容器，所述第二电容器耦合到所述第一二极管并且耦合到所述感应充电电路的所述输出处的晶体管的发射极端子，所述晶体管包括在所述调节器中。

11.根据解决方案10所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输出耦合到电阻器，其中，所述电阻器被耦合到所述供电端子并且被耦合以增加所述第二电容器的放电时间。

12.根据解决方案10所述的感应充电电路，还包括：

第三电容器，所述电容器作为隔直器件耦合在所述感应充电电路的所述输入和所述电感器之间；以及

第二二极管，所述第二二极管耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管以为所述第三电容器提供复位路径。

13.一种开关模式功率转换器，包括：

能量传递元件，所述能量传递元件包括耦合到所述开关模式功率转换器的输入的输入绕组和耦合到所述开关模式功率转换器的输出的输出绕组；

初级功率开关，所述初级功率开关耦合到所述开关模式功率转换器的所述输入和所述能量传递元件；

初级功率开关控制器，所述初级功率开关控制器耦合到所述开关模式功率转换器的所述输入，所述初级功率开关控制器具有用于接收请求信号的请求信号输入，其中所述请求信号包括请求初级功率开关被驱动以传导的请求事件；

输出整流器，所述输出整流器耦合到所述能量传递元件的所述输出绕组；

第二控制器，所述第二控制器耦合到所述开关模式功率转换器的所述输出，并且包括用于输出所述请求信号的请求信号输出；以及

感应充电电路，所述感应充电电路耦合到所述能量传递元件的所述输出绕组，并且耦合到所述第二控制器的供电端子，所述感应充电电路包括：

输入，耦合到所述输出绕组以接收通过所述开关模式功率转换器响应于所述初级功率开关的切换生成的开关绕组电压；

电感器，所述电感器耦合到所述感应充电电路的所述输入；

第一二极管，所述第一二极管耦合到所述电感器，所述第一二极管具有朝向所述感应充电电路的所述输入的阳极和朝向所述感应充电电路的输出的阴极；以及

所述感应充电电路的所述输出，耦合到所述第二控制器的所述供电端子。

14.根据解决方案13所述的开关模式功率转换器，其中，所述感应充电电路的所述输入耦合在所述输出绕组与所述输出整流器之间。

15.根据解决方案14所述的开关模式功率转换器，其中，所述电感器耦合在所述开关模式功率转换器的所述输出绕组与所述输出整流器之间。

16.根据解决方案13所述的开关模式功率转换器，还包括：

电容器，所述电容器作为隔直器件耦合在所述感应充电电路的所述输入和所述电感器之间；以及

第二二极管，所述第二二极管耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管以为所述电容器提供复位路径。

17.根据解决方案16所述的开关模式功率转换器，其中，所述电容器的电容被选择为使得所述电容器和所述电感器的谐振频率小于所述初级功率开关的开关频率。

18.根据解决方案13所述的开关模式功率转换器，还包括耦合到所述第二控制器的所述供电端子并且耦合到所述感应充电电路的所述输出的旁路电容器，其中，所述旁路电容器具有足以对由所述感应充电电路提供的运行电流滤波的电容。

19.根据解决方案13所述的开关模式功率转换器，还包括在所述第二控制器和所述初级功率开关控制器之间的通信链路，其中，所述通信链路在所述初级功率开关控制器和所述第二控制器之间提供电流隔离并且由引线框架形成。

附图说明

参考以下附图描述了本发明的非限制性和非穷举性实施方案，其中除非另有说明，否则相同的参考数字在所有各个视图中指代相同的部分。

图1是根据本公开内容的实施方案的包括感应充电电路的示例隔离式功率转换器的示意图。

图2是例示了根据本公开内容的实施方案的图1的功率转换器和感应充电电路的示例波形的时序图。

图3是根据本公开内容的实施方案的包括感应充电电路的另一个示例隔离式功率转换器的示意图。

图4a是例示了根据本公开内容的实施方案的图3的功率转换器和感应充电电路的示例波形的时序图。

图4b是例示了根据本公开内容的实施方案的图3的功率转换器和感应充电电路的示例波形的另一个时序图。

图5a是例示了根据本公开内容的实施方案的图1和图3的感应充电电路的平均旁路电流随着输入电压变化的图。

图5b是例示了根据本公开内容的实施方案的图1和图3的感应充电电路的平均旁路电流随着输入电压变化的另一个图。

图6是根据本公开内容的实施方案的包括感应充电电路的另一个示例隔离式功率转换器的示意图。

图7是根据本公开内容的实施方案的包括感应充电电路的又一个示例隔离式功率转换器的示意图。

在附图的所有若干视图中，对应的参考字符指示对应的部件。技术人员将理解，附图中的元件是为了简化和清楚而例示的，并且不一定按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸可能相对于其他元件被夸大，以帮助改善对本发明的各实施方案的理解。此外，通常未描绘在商业上可行的实施方案中有用的或必要的常见但容易理解的元件，以便于较不妨碍对本发明的这些各实施方案的查看。

具体实施方式

在以下描述中，阐述了许多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域的普通技术人员将明显的是，不需要采用具体细节来实践本发明。在其他情况下，未详细描述众所周知的材料或方法，以避免模糊本发明。

贯穿本说明书提及“一个实施方案(oneembodiment)”、“一实施方案(anembodiment)”、“一个实施例(oneexample)”或“一实施例(anexample)”意味着，结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”不一定全指代相同的实施方案或实施例。此外，具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。具体特征、结构或特性可以被包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的部件中。另外，应理解，随此提供的附图用于向本领域普通技术人员进行解释的目的，并且附图不一定按比例绘制。

功率转换器可以包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器感测并且调节功率转换器的输出。这些控制器通常需要调节的或未经调节的电压源来为控制器的电路部件供电。带有旁路电容器的耦合到控制器的旁路端子可以向控制器的电路提供运行功率。

隔离式功率转换器可以包括通过能量传递元件(例如，耦合电感器、变压器等)彼此电流隔离的初级控制器和次级控制器。换句话说，在功率转换器的输入侧和输出侧之间施加的dc电压将产生基本为零的电流。

初级控制器被配置为控制隔离式功率转换器的初级侧的功率开关，以控制能量从能量传递元件的初级绕组到能量传递元件的次级绕组的传递。次级控制器耦合到隔离式功率转换器的次级侧的电路部件。次级控制器也可以被配置为控制耦合到能量传递元件的次级绕组的次级开关，诸如用作功率转换器的同步整流器的晶体管。尽管初级控制器和次级控制器彼此电流隔离，但是次级控制器可以向初级控制器发送信号。该信号可以向初级控制器提供关于功率转换器的输出的信息(诸如反馈信号)和/或控制初级控制器如何切换功率开关以将能量传递到次级侧(诸如请求信号)。

次级控制器可以包括在功率转换器的次级侧的带有旁路电容器的旁路端子。该旁路端子可以接收运行功率以为次级控制器的电路供电。次级控制器耦合到旁路电容器，并且通常包括线性调节器以将跨旁路电容器的旁路电压调节到足以运行次级控制器的电路的水平。例如，旁路电压可以被调节到基本为4.4伏(v)。

通常，给旁路电容器充电的源可以显著高于旁路电压的运行水平。另外，该源也可以是相当可变的。例如，可以利用功率转换器的输出电压来将旁路电容器充电到足以运行次级控制器的水平。然而，对于一些应用，功率转换器的输出电压可以在20v至30v之间，并且有时可能达到40v以上的水平。可以利用电荷泵和线性调节器从高压源(诸如输出电压)将旁路电容器充电到低得多的旁路电压，并且提供平均旁路电流，该平均旁路电流被用来向次级控制器的内部电路供电。然而，利用诸如电荷泵和线性调节器的电路可能导致过多的耗散和增加的热量，这可能不利地影响功率转换器的效率。

本公开内容的实施方案利用感应充电电路来对通过功率转换器生成的开关输入电压滤波，以为功率转换器的控制器提供平均旁路电流和运行功率。感应充电电路限制了由感应充电电路提供的峰值电流，并且这样限制了为控制器提供平均旁路电流和运行功率的损耗。与用于提供运行功率的电荷泵和线性调节器相比，这可以减少耗散和热量。在一个实施例中，感应充电电路可以从功率转换器的能量传递元件的输出绕组的开关电压获得用于次级控制器的旁路端子的旁路电流。在另一个实施例中，感应充电电路可以从功率转换器的能量传递元件的偏置绕组的开关电压获得用于初级控制器的旁路端子的旁路电流。对于这两个实施例，输出绕组的开关电压或偏置绕组电压都通过功率转换器在功率转换器的运行期间生成。在一个实施例中，开关电压是响应于功率转换器的功率开关的接通和关断的脉冲电压。

在一个实施例中，感应充电电路包括电感器和二极管，该电感器和二极管耦合到输出绕组或偏置绕组的开关端子以接收开关电压。感应充电电路的输出耦合到次级控制器或初级控制器的旁路端子，以向次级控制器或初级控制器的电路提供运行电流、运行电压和/或运行功率。在另一个实施例中，感应充电电路还包括电容器，该电容器作为隔直元件被耦合以对dc电流滤波。

图1例示了根据本公开内容的一实施方案的示例功率转换器100，该功率转换器100包括感应充电电路134以提供用于旁路端子bp131的旁路电流ibp180，该旁路电流向功率转换器100的第二控制器124(例如，次级控制器)提供电源。第二控制器124和感应充电电路134还被示出为耦合到具有旁路电压vbp133的旁路电容器132。旁路电容器132可以对提供给第二控制器124的旁路电流ibp180滤波。所例示的功率转换器100包括箝位电路104、能量传递元件t1106、能量传递元件t1106的输入绕组108、能量传递元件t1106的输出绕组110、功率开关s1112、输入回线(inputreturn)113、输出整流器do114、输出电容器co115、输出感测电路121、第二控制器124、第一控制器123(例如，初级控制器)、旁路电容器132(例如，第二控制器124的供电电容器)和感应充电电路134。感应充电电路134被示出为包括电感器l1136和二极管d1138。还以虚线示出了电阻器r1137，该电阻器r1137可以表示电感器l1136的寄生电阻。此外，二极管d1138可以被耦合为无源开关，并且应理解，可以使用其他元件。还例示了在第二控制器124和第一控制器123之间的通信链路127。

在图1中还示出了输入电压vin102、输入绕组电压vp109、输出绕组电压vs111、输出电压vout116、输出电流io117、输出量uo119、输出感测信号os122、请求信号req或反馈信号fb126、旁路电压vbp133、电流感测信号isns129、开关电流id130、初级驱动信号dr128、电感器电流il1139、电感器电压vl1140和旁路电流ibp180。

在所例示的实施例中，功率转换器100被示出为具有反激拓扑。此外，功率转换器100的输入与功率转换器100的输出电流隔离，使得输入回线113与输出回线118电流隔离。由于功率转换器100的输入和输出电流隔离，因此跨能量传递元件t1106的隔离势垒、或在输入绕组108和输出绕组110之间、或在输入回线113和输出回线118之间，不存在直流(dc)路径。应理解，功率转换器的其他已知拓扑和配置也可以从本公开内容的教导中受益。

功率转换器100从未经调节的输入电压vin102向负载120提供输出功率。在一个实施方案中，输入电压vin102是经整流和经滤波的ac线电压。在另一个实施方案中，输入电压vin102是dc输入电压。输入电压vin102耦合到能量传递元件106。在一些实施方案中，能量传递元件106可以是耦合电感器、变压器或电感器。示例能量传递元件106被示出为包括两个绕组，输入绕组108(也被称为初级绕组)和输出绕组110(也被称为次级绕组)。然而，能量传递元件106可以具有不止两个绕组。能量传递元件的输入绕组108还耦合到功率开关s1112，并且功率开关s1112还耦合到输入回线113。跨输入绕组108的电压被表示为输入绕组电压vp109，而跨输出绕组110的电压被表示为输出绕组电压vs111。箝位电路104耦合在输入绕组108两端。箝位电路104限制功率开关s1112上的最大电压。此外，当箝位电路104包括有源电路部件(诸如开关)时，箝位电路104可以便于功率开关s1112的零电压切换。

输出绕组110耦合到输出整流器do114，该输出整流器do114被示例为二极管。然而，输出整流器do114可以被示例为用作同步整流器的晶体管，如关于图3所示出的。输出电容器co115被示出为耦合到输出整流器do114和输出回线118。功率转换器100还包括调节输出量uo119的电路，该输出量uo119在一个实施例中可以是输出电压vout116、输出电流io117或两者的组合。输出感测电路121被配置为感测输出量uo119，以向第二控制器124提供表示功率转换器100的输出的输出感测信号os122。

第二控制器124被配置为响应于输出感测信号os122输出请求信号req126或反馈信号fb126。对于请求信号req126的实施例，请求信号req126表示接通功率开关s1112的请求。请求信号req126可以包括响应于输出感测信号os122而生成的请求事件。在一个实施例中，第二控制器124被配置为将输出感测信号os122与调节参考进行比较。响应于该比较，第二控制器124可以在请求信号req126中输出请求事件。请求信号req126可以是脉跳到逻辑高值并且迅速返回到逻辑低值的矩形脉冲波形。逻辑高脉冲可以被称为请求事件。在其他实施方案中，应理解，请求信号req126可以是模拟的、连续变化的信号，而不是脉冲波形，同时仍然从本公开内容的教导中受益。对于反馈信号fb126的实施例，反馈信号fb126可以表示关于功率转换器100的输出的信息。第二控制器124可以经由反馈信号fb126将关于输出的信息发送到第一控制器123。

第一控制器123被耦合以通过如虚线所示出的通信链路127接收表示功率开关s1112的开关电流id130的电流感测信号isns129和请求信号req或反馈信号fb126，并且输出初级驱动信号dr128。第一控制器123向功率开关s1112提供初级驱动信号dr128以控制功率开关s1112的各种开关参数，以控制能量通过能量传递元件106从功率转换器100的输入到功率转换器100的输出的传递。这样的参数的示例包括开关频率(或开关周期tsw)、占空比、导通时间和断开时间，或改变功率开关s1112的每单位时间的脉冲数目。另外，可以控制功率开关s1112，使得其具有固定的开关频率或可变的开关频率。在一个实施方案中，初级驱动信号dr128是具有变化的持续时间的逻辑高部段和逻辑低部段的矩形脉冲波形，逻辑高部段对应于功率开关s1112导通(on)，而逻辑低部段对应于功率开关s1112断开(off)。在一个实施方案中，第一控制器123响应于请求信号req126中的请求事件199或响应于由反馈信号fb126提供的信息输出初级驱动信号dr128以接通功率开关s1112。在一个实施例中，当由电流感测信号isns129提供的开关电流id130达到电流极限时，第一控制器123输出初级驱动信号dr128以关断功率开关s1112。

如果箝位电路104包括有源部件(诸如晶体管)，第一控制器123还可以输出箝位驱动信号(未示出)。箝位驱动信号可以控制包括在箝位电路104中的箝位开关的各种开关参数，诸如箝位开关的导通时间或断开时间。在一个实施例中，响应于来自请求信号req/反馈信号fb126的接通功率开关s1112的指示，第一控制器123输出箝位驱动信号以接通箝位开关一持续时间，该持续时间可以被选择为使得从箝位电路104向输入绕组108提供足够的电荷，以使功率开关s1112的寄生电容放电。一旦第一控制器123关断箝位电路104的箝位开关，第一控制器123就输出初级驱动信号dr128以接通功率开关s1112。

第二控制器124和第一控制器123可以经由通信链路127通信。对于所示出的实施例，第二控制器124耦合到功率转换器100的次级侧并且参考输出回线118，而第一控制器123耦合到功率转换器100的初级侧并且参考输入回线113。在实施方案中，第一控制器123和第二控制器124彼此电流隔离，并且通信链路127使用电感耦合件(诸如变压器或耦合电感器)、光耦合器、电容耦合件或其他保持隔离的器件提供电流隔离。然而，应理解，在一些实施方案中，第二控制器124不与第一控制器123电流隔离。在一个实施例中，通信链路127可以是由支撑第一控制器123和/或第二控制器124的引线框架形成的电感耦合件。

在一个实施例中，第一控制器123和第二控制器124可以被形成为集成电路的一部分，该集成电路被制造为混合或单片集成电路。在一个实施例中，也可以将功率开关s1112与第一控制器123和第二控制器124集成在单个集成电路封装中。另外，在一个实施例中，第一控制器123和第二控制器124可以被形成为单独的集成电路。功率开关s1112也可以被集成在与第一控制器123相同的集成电路中，或可以被形成在其自身的集成电路上。此外，应理解，第一控制器123、第二控制器124和功率开关s1112都不需要被包括在单个封装中，并且可以单独的控制器封装或以组合的封装/单独的封装的组合实现。

总体应理解，闭合的开关可以传导电流并且被认为是导通的，而开路的开关不能传导电流并且被认为是断开的。在一个实施例中，功率开关s1112可以是晶体管，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)、双极结型晶体管(bjt)、基于碳化硅(sic)的晶体管、基于氮化镓(gan)的晶体管或绝缘栅双极型晶体管(igbt)。

功率转换器100还包括耦合到输出绕组110的感应充电电路134。如所示出的，感应充电电路134耦合到输出绕组110的开关端子，对于图1中所示出的实施例，该开关端子被例示为输出绕组110的点端。此外，感应充电电路134的输入耦合在输出绕组110和输出整流器do114之间。感应充电电路134还耦合到旁路电容器132和第二控制器124的旁路端子bp131。在实施方案中，感应充电电路134从功率转换器100的开关电压(例如，输出绕组110的开关端子处的电压，即输出绕组电压vs111)提供旁路电流ibp180，以提供运行功率。在实施方案中，开关电压(例如，输出绕组电压vs111)是由于功率开关s1112的运行通过功率转换器100生成。

感应充电电路134被示出为包括电感器l1136和二极管d1138。电阻器r1137以虚线示出，以例示电感器l1136的寄生电阻。此外，二极管d1138可以被认为是无源开关，并且其他元件可以被利用。如所示出的，到感应充电电路134的输入耦合到输出绕组110，使得感应充电电路134的输入接收开关电压，即输出绕组电压vs111。如所示出的，电感器l1136的一端耦合到输出绕组110，特别是，输出绕组110的开关端子。如所示出的，电感器l1136的一端耦合在输出绕组110和输出整流器do114之间。电感器l1136的另一端耦合到二极管d1138的阳极端。二极管d1138的阴极端耦合到旁路端子bp131和旁路电容器132。如所示出的，感应充电电路134响应于开关电压即输出绕组电压vs111向旁路端子bp131提供旁路电流ibp180。在一个实施例中，由感应充电电路134接收的开关电压可以是时变电压，其平均值大于旁路电压vbp133。在另一个实施例中，由感应充电电路134接收的开关电压可以是脉冲电压，该脉冲电压通过功率转换器和功率开关s1112的运行而生成。

在运行中，感应充电电路对接收的开关电压即输出绕组电压vs111滤波，以向第二控制器124的旁路端子bp131提供旁路电流ibp180。电感器l1136限制了电感器电流il1139的峰值并且因此限制了旁路电流ibp180，以控制感应充电电路134的损耗。利用二极管d1138来保持电流从感应充电电路134的输入流向输出。感应充电电路134利用其输入处的通过功率转换器100生成的开关电压vs111来提供旁路电流ibp180，这允许感应充电电路134不利用有源开关来生成其自身的开关电压。

应理解，第二控制器124还可以包括线性调节器，该线性调节器耦合在功率转换器100的输出到旁路端子bp131之间，以根据输出电压vout116调节旁路电容器132上的电压vbp133。例如，如果不存在旁路电流ibp180或旁路电流ibp180不足以用于向第二控制器124提供运行功率，则内部线性调节器接通以提供电流和功率来运行第二控制器124。然而，如上文所提及的，该线性调节器可能导致过多的耗散和增加的热量。利用感应充电电路134，感应充电电路134提供旁路电流ibp180，这可以允许线性调节器关断。此外，当提供旁路电流ibp180时，感应充电电路134可以具有比内部线性调节器更少的耗散。

图2例示了具有功率开关s1112的驱动信号dr128、输出绕组电压vs111(例如，感应充电电路134的输入开关电压)和电感器电流il1139(例如，电感器l1136的电流)的示例波形的时序图200。

在所示出的实施例中，在时间t1245处，驱动信号dr128转变到逻辑高值，指示功率开关s1112的接通。如所示出的，驱动信号dr128的逻辑高值对应于功率开关s1112导通，而驱动信号dr128的逻辑低值对应于功率开关s1112断开。在时间t1245和t2246之间，功率开关s1112导通，并且输出绕组电压vs111(例如，感应充电电路134的输入开关电压)基本等于输入电压vin102乘以能量传递元件t1106的输入绕组108和输出绕组110之间的匝数比，例如，对于图2中所示出的实施例，在功率开关s1112接通之前，电感器电流il1139基本为零。电感器电流il1139在时间t1245和t2246之间线性增加，并且增加的速率响应于时间t1245和t2246之间的跨电感器的电压vl1140除以电感器l1136的电感。功率开关s1112的导通时间ton(例如，时间t1245和t2246之间的持续时间)期间的电感器电压vl1140基本等于：

电感器电流il1139在时间t2246处达到其峰值，并且基本等于时间t1245和t2246之间的电感器电压vl1140乘以功率开关s1112的导通时间ton(例如，时间t1245和t2246之间的持续时间)除以电感l1。时间t2246处的电感器电流基本等于：

在时间t2246处，驱动信号dr128转变到逻辑低值，指示功率开关s1112的关断和功率开关s1112的断开时间toff的开始。当输出整流器do114传导时，输出绕组电压vs111基本等于输出整流器do114的电压的负值，例如，vs＝-vdo。一旦输出整流器do114停止传导，就可以在输出绕组电压vs111中观察到围绕输出电压vout116的驰豫振铃。由于次级寄生电感和电容，该驰豫振铃通常发生在输出绕组110上。如所示出的，在功率开关s1112的断开时间toff期间，驰豫振铃稳定到输出电压vout116。然而，应理解，在整个断开时间toff期间驰豫振铃可能不会稳定下来。

在能量传递元件t1106的反激时间期间——其中来自功率转换器100的输入的能量被传递到功率转换器100的输出，电感器电流il1139以响应于反激时间期间的电感器电压vl1140除以电感器l1136的值的速率减小到基本为零。如所示出的，在时间t3247处的功率开关s1112的接通之前，电感器电流il1139减小到基本为零。对于所示出的实施例，反激时间期间的电感器电压vl1140基本等于：

vl1_flyback＝vout+vd1+vbp(3)

在功率开关s1112的导通时间ton期间被递送到旁路端子bp131的总电荷基本等于导通时间ton期间的电感器电压vl1140(等式1)乘以导通时间ton的平方除以电感l1的两倍，或在数学上：

在电感器l1136的反激/复位时间期间被递送到旁路端子bp131的总电荷基本等于导通时间ton期间的电感器电压vl1140(等式1)乘以时间t2246处的电感器电流il1139(等式2)除以反激时间/复位时间期间的电感器电压vl1140(等式3)的两倍，或在数学上：

在时间t3247处，驱动信号dr128转变到逻辑高值，并且功率开关s1112被接通。如所示出的，在时间t3247之前，输出绕组电压vs111已稳定到基本为输出电压vout116，并且电感器电流il1139基本为零。功率转换器100的开关周期tsw基本为时间t1245和t3247之间的持续时间，其中开关频率fsw为开关周期tsw的倒数。对于图1和图2的实施例，提供给旁路端子bp131的平均旁路电流ibp180基本是在功率开关s1112的导通时间ton期间被递送给旁路端子bp131的总电荷与在电感器l1136的反激/复位时间期间被递送给旁路端子bp131的总电荷之和乘以功率转换器100的开关频率fsw，或在数学上：

ibp_avg＝(qon+qflyback)fsw(6)

图3例示了根据本公开内容的一实施方案的功率转换器300，该功率转换器300包括感应充电电路334以提供用于旁路端子bp131的旁路电流ibp180，该旁路电流向功率转换器300的第二控制器124(例如，次级控制器)提供电源。应理解，类似地命名和编号的元件如上文所描述地耦合和起作用。然而，至少一个区别是功率转换器300的输出整流器do314被示例为被耦合为同步整流器的晶体管。此外，第二控制器124被配置为响应于输出感测信号os122输出次级驱动信号sr325和请求信号req126。次级驱动信号sr325由输出整流器do314接收并且控制输出整流器do314的接通和关断。在一个实施例中，次级驱动信号sr325是具有变化长度的逻辑高部段和逻辑低部段的矩形脉冲波形。逻辑高部段可以与输出整流器do314为导通相对应，而逻辑低部段与输出整流器do314为断开相对应。此外，次级驱动信号sr325的周期(例如，次级驱动信号sr325中的连续的前沿或后沿之间的持续时间)可以被称为表示功率转换器300的运行周期的开关周期tsw。在一个实施例中，次级驱动信号sr325和初级驱动信号dr128具有基本相同的开关周期。

第二控制器124和感应充电电路334还被示出为耦合到具有旁路电压vbp133的旁路电容器132。旁路电容器132可以对提供给第二控制器124的旁路电流ibp180滤波。如所示出的，感应充电电路334与图1的感应充电电路134共享许多相似性，并且类似地命名和编号的元件如上文所描述地耦合和起作用。然而，至少一个区别是感应充电电路334还包括电容器c1342和二极管d2344。如将进一步讨论的，电容器c1342被配置为隔直元件，并且为输出电压vout116提供dc偏移。二极管d2344被配置为电容器c1342的复位二极管。

感应充电电路334包括电容器c1342、电感器l1136、二极管d1138和二极管d2344。电阻器r1137以虚线示出，以例示电感器l1136的寄生电阻。此外，二极管d1138可以被认为是无源开关，并且可以利用其他元件。

感应充电电路334的输入耦合到输出绕组110，使得感应充电电路334的输入接收开关电压，诸如输出绕组电压vs111。感应充电电路334的输入耦合在输出绕组110和输出整流器do314之间。如所示出的，感应充电电路334的输入耦合到输出整流器do314的漏极端子。感应充电电路334还耦合到旁路电容器132和第二控制器124的旁路端子bp131。在实施方案中，感应充电电路334从功率转换器300的开关电压(例如，输出绕组110的开关端子处的电压，即输出绕组电压vs111)提供旁路电流ibp180，以提供运行功率。在实施方案中，开关电压(例如，输出绕组电压vs111)是由于功率开关s1112的运行通过功率转换器100生成。

如所示出的，电容器c1342的一端耦合到输出绕组110，特别是，输出绕组110的开关端子。换句话说，电容器c1342的一端耦合在输出绕组110和输出整流器do314之间。电容器c1342的另一端耦合到电感器l1136。这样，电感器l1136被电容耦合到输出绕组110。类似于上文，二极管d1138的阴极耦合到旁路端子bp131和旁路电容器132，而二极管d1138的阳极耦合到电感器l1136。二极管d2344也耦合到电感器l1136。如所示出的，二极管d2344的阴极耦合到电感器l1136，而阳极耦合到输出回线118。在电感器和二极管d1138和d2344之间的节点被标记为l1_out370。

如上文所讨论的，感应充电电路334响应于接收的开关电压(诸如输出绕组电压vs111)向旁路端子bp131提供旁路电流ibp180。在一个实施例中，由感应充电电路334接收的开关电压可以是时变电压，其平均值大于旁路电压vbp133。在另一个实施例中，由感应充电电路334接收的开关电压可以是脉冲电压，该脉冲电压通过功率转换器和功率开关s1112的运行而生成。对于所示出的实施例，输出绕组电压vs111可以是由于功率开关s1112的运行通过功率转换器300生成的脉冲电压。换句话说，输出绕组电压vs111的改变或变化响应于功率开关s1112的接通事件和关断事件。

在运行中，感应充电电路334对接收的开关电压(例如，输出绕组电压vs111)滤波，以向第二控制器124的旁路端子bp131提供旁路电流ibp180。电容器c1342被配置为隔直元件，其阻挡dc电流并且为输出电压vout116提供dc偏移。电容器c1342的尺寸可以被选择为使得电容器c1342与电感器l1136的谐振频率在功率转换器300的最大开关频率fsw之下，并且在一些实施方案中，显著低于功率转换器300的最大开关频率fsw。电感器l1136限制了电感器电流il1139的峰值并且因此限制了旁路电流ibp180，这可以控制感应充电电路334的损耗。利用二极管d1138来保持电流从感应充电电路334的输入流向输出。二极管d2344为电容器c1342复位提供路径。感应充电电路334利用通过功率转换器300生成的开关电压(例如，输出绕组电压vs111)来提供旁路电流ibp180，这允许感应充电电路334不利用有源开关来生成其自身的开关电压。

应理解，第二控制器124还可以包括线性调节器，该线性调节器耦合在功率转换器300的输出到旁路端子bp131之间，以根据输出电压vout116调节旁路电容器132上的电压vbp133。例如，如果不存在旁路电流ibp180或旁路电流ibp180不足以用于向第二控制器124提供运行功率，则内部线性调节器接通以提供电流和功率来运行第二控制器124。然而，如上文所提及的，该线性调节器可能导致过多的耗散和增加的热量。利用感应充电电路334，感应充电电路334提供旁路电流ibp180，这可以允许线性调节器关断。此外，当提供旁路电流ibp180时，感应充电电路334可以具有比内部线性调节器更少的耗散。

图4a例示了具有功率开关s1112的驱动信号dr128、输出绕组电压vs111(例如，感应充电电路334的输入开关电压)、电感器电流il1139(例如，电感器l1136的电流)和电感器l1136的一端处的电压(例如，节点l1_out处的电压vl1_out370)的示例波形的时序图400。

类似于关于图2所讨论的，在时间t4459处，驱动信号dr128转变到逻辑高值，指示功率开关s1112的接通。如所示出的，驱动信号dr128的逻辑高值对应于功率开关s1112为导通，而驱动信号dr128的逻辑低值对应于功率开关s1112为断开。在时间t4459和t5460之间，功率开关s1112导通，并且输出绕组电压vs111(例如，感应充电电路334的输入开关电压)基本等于输入电压vin102乘以能量传递元件t1106的输入绕组108和输出绕组110之间的匝数比，例如，

对于图4a中所示出的实施例，在时间t4459处的功率开关s1112的接通之前，电感器电流il1139基本为零。电感器电流il1139在时间t4459和t5460之间线性增加，并且增加的速率响应于时间t4459和t5460之间的跨电感器的电压vl1140除以电感器l1136的电感。功率开关s1112的导通时间ton(例如，时间t4459和t5460之间的持续时间)期间的电感器电压vl1140基本等于上文所讨论的等式(1)。电感器电流il1139在时间t5460处达到其峰值，并且基本等于时间t4459和t5460之间的电感器电压vl1140乘以功率开关s1112的导通时间ton(例如，时间t4459和t5460之间的持续时间)除以电感l1。在时间t4459之前，节点l1_out370处的电压基本为零。在时间t4459和t5460之间，节点l1_out370处的电压基本是旁路电压vbp133和第一二极管电压vd1之和。

在时间t5460处，驱动信号dr128转变到逻辑低值，指示功率开关s1112的关断和功率开关s1112的断开时间toff的开始。当输出整流器do314传导时，输出绕组电压vs111基本等于输出整流器do314的电压的负值，例如，vs＝-vdo。一旦输出整流器do314停止传导，就可以在输出绕组电压vs111中观察到围绕输出电压vout116的驰豫振铃。由于次级寄生电感和电容，该驰豫振铃通常发生在输出绕组110上。如所示出的，在功率开关s1112的断开时间toff期间，驰豫振铃稳定到输出电压vout116。然而，应理解，在整个断开时间toff期间驰豫振铃可能不会稳定下来。

时间t5460和t6461之间的持续时间例示了能量传递元件t1106的反激时间——其中来自功率转换器300的输入的能量被传递到功率转换器300的输出，电感器电流il1139以响应于反激时间期间的电感器电压vl1140除以电感器l1136的值的速率减小到基本为零。在时间t5460和t6461之间，由于电感器电流il1139流向二极管d1138，节点l1_out370处的电压保持基本为旁路电压vbp133和第一二极管电压vd1之和。

在时间t6461处，能量传递元件t1106的反激时段已经完成，并且电容器c1342的复位时间已经开始。如所示出的，电感器电流il1139从二极管d1138流出。电感器电流il1139的减小的速率也改变。在功率开关s1112在时间t7462处接通之前，电感器电流il1139减小并且然后增加到基本为零。节点l1_out370处的电压基本下降到负的第二二极管电压即-vd2，并且保持在该负的第二二极管电压即-vd2，直到功率开关s1112在时间t7462处接通。电感器电流il1139波形下的面积a1471表示在时间t4459和t6461之间提供给旁路端子bp131的电荷。电感器电流il1139波形下的面积a2471表示在时间t6461和t7462之间从旁路端子bp131提取的电荷。应理解，如果电感器电流il1139在下一个循环中的功率开关s1112的接通之前返回到零，则面积a1471基本等于面积a2471。此外，如果电感器电流il1139在下一个循环中的功率开关s1112的接通之前返回到零，则关于图2的等式(1)至(5)也适用于感应充电电路334。

图4b例示了具有功率开关s1112的驱动信号dr128、输出绕组电压vs111(例如，感应充电电路334的输入开关电压)和电感器电流il1139(例如，电感器l1136的电流)的示例波形的时序图401。时序图401中在时间t8463、t9464和t10466处所示出的功率开关s1112的驱动信号dr128、输出绕组电压vs111(例如，感应充电电路334的输入开关电压)和电感器电流il1139的波形类似于时序图400中在时间t4459、t5460和t6461处所示出的类似地编号的波形。然而，电感器电流il1139没有在功率开关s1112在随后的循环中接通之前返回到零。

在时间t11465处，驱动信号dr128转变到逻辑高值，并且功率开关s1112接通。在时间t11465之前，振荡是由于输出绕组电压vs111的驰豫振铃引起的。一旦功率开关s1112在时间t11465处接通，输出绕组电压vs111增加到基本为输入电压vin乘以输入绕组108与输出绕组110之间的匝数比。此外，在时间t11465处，电感器电流il1139还没有返回到零。在时间t11465处，电感器电流il1139开始以响应于时间t11和时间t12之间的跨电感器的电压vl1140除以电感器l1136的值的速率增加。如所示出的，在时间t11和时间t12之间的斜率应该与时间t8463和t9464之间的斜率基本相同。然而，因为在功率开关s1112接通时电感器电流il1139仍然是负的，所以存在延迟时段tdelay481，该延迟时段tdelay481被测量为功率开关s1112接通与电感器电流il1139达到零的持续时间之间的时间。由于延迟时段tdelay481，时间t12467处的电感器电流il1139的峰值小于时间t9464处的电感器电流il1139的峰值。时序图401例示了当功率转换器300的开关周期tsw减小(例如，开关频率fsw增加)时，感应充电电路334可能发生什么。在一个实施方案中，随着负载120的增加，开关周期tsw减小(例如，开关频率fsw增加)。

图5a例示了关于一范围的输入电压vin102比较感应充电电路134的平均提供的旁路电流ibp180和感应充电电路334的平均提供的旁路电流ibp180的图500。与图5b中所示出的图501相比，图500例示了在较低开关频率fsw下可能发生什么。

如所示出的，输入电压vin102可以在最小输入电压vmin551和最大输入电压vmax552之间变化。在最小输入电压vmin551下，感应充电电路134的平均旁路电流ibp180可以基本等于值ibp1553，而感应充电电路334的平均旁路电流ibp180可以基本等于值ibp3555。

随着输入电压vin102增加到最大输入电压vmax552，感应充电电路134和感应充电电路334二者的平均旁路电流ibp180总体减小(如由趋势548和550所示出的)。在最大输入电压vmax552下，感应充电电路134的平均旁路电流ibp180可以基本等于值ibp2554，而感应充电电路334的平均旁路电流ibp180可以基本等于值ibp4556。值ibp1553和值ibp2554之间的差是感应充电电路134的平均旁路电流ibp180的变化var1557。值ibp3555和值ibp4556之间的差是感应充电电路334的平均旁路电流ibp180的变化var2558。如图5a中所例示的，图1的感应充电电路134的变化趋势类似于图3的感应充电电路334的变化趋势。

图5b例示了关于一范围的输入电压vin102比较感应充电电路134的平均提供的旁路电流ibp180和感应充电电路334的平均提供的旁路电流ibp180的图501。与图5a中所示出的图500相比，图501例示了在较高开关频率fsw下可能发生什么。特别地，图501例示了当开关频率fsw足够高使得如图4b中所示出的电感器电流il1139没有在下一个循环中的功率开关s1112的接通之前达到零时感应充电电路334的平均旁路电流ibp180的变化趋势。

感应充电电路134的平均旁路电流ibp180的趋势548类似于关于图5a所示出的趋势。然而，感应充电电路334的平均旁路电流ibp180的趋势550例示了，在最小输入电压vmin551和最大输入电压vmax552二者下，平均旁路电流ibp180基本等于值ibp5560。如所示出的，随着输入电压vin102的增加，感应充电电路334的平均旁路电流ibp180从值ibp5增加，并且然后减小回到值ibp5。这样，图5b中的感应充电电路334的平均旁路电流ibp180的变化558总体小于图5a中所示出的感应充电电路334的平均旁路电流ibp180的变化。

图6例示了根据本公开内容的一实施方案的另一个示例功率转换器600，该功率转换器600包括感应充电电路634以向旁路端子bp631提供旁路电流ibp，该旁路电流向功率转换器600的第一控制器123(例如，初级控制器)提供电源。换句话说，感应充电电路634可以耦合到功率转换器600的输入侧以为第一控制器123提供有效的电力源，并且向第一控制器123提供运行电流。

应理解，功率转换器600和感应充电电路634与关于图1所示出的功率转换器100和感应充电电路134共享许多相似性，并且类似地命名和编号的元件如上文所描述地耦合和起作用。然而，至少一个区别是功率转换器600例示了能量传递元件t1106的第三绕组607，该第三绕组607被用作向第一控制器123提供运行功率的源。此外，感应充电电路634的输入耦合到第三绕组607，并且感应充电电路634从第三绕组607的开关电压向旁路端子bp631提供旁路电流ibp，以向第一控制器123提供运行功率。这样，旁路电流ibp是从第三绕组607的开关电压获得的。此外，第三绕组607的开关电压通过功率转换器600响应于功率开关s1112的开关动作生成。

所示出的实施例中的第三绕组607是能量传递元件106的以输入为参考的绕组，并且耦合到输入回线113。第三绕组607的另一端耦合到感应充电电路634的输入。功率转换器600还可以包括二极管d3674、电容器c3675、电阻器r2676、齐纳二极管z1677和晶体管q1678，它们耦合在一起作为线性调节器以向第一控制器123提供运行功率。二极管d3674的阳极耦合到第三绕组607，而二极管d3674的阴极耦合到电容器c3675和电阻器r2676。晶体管q1678被示例为npn双极结型晶体管(bjt)。电阻器r2676耦合在晶体管q1678的集电极端子和基极端子两端，而齐纳二极管z1677耦合到晶体管q1678的基极。齐纳二极管z1677和电容器c3675二者都参考输入回线113。

功率转换器600还包括耦合到第一控制器的旁路端子bp631的电阻器r3679和旁路电容器132。电阻器r3679的一端耦合到旁路电容器132和旁路端子bp631，而电阻器r3679的另一端耦合到晶体管q1678的发射极端子和感应充电电路634。

感应充电电路634被示出为包括电感器l1136、二极管d1138和电容器c2673。类似于上文所讨论的，电感器l1136的一端耦合到第三绕组607，使得感应充电电路634接收开关电压。电感器l1136的另一端耦合到二极管d1138的阳极。如所示出的，二极管d1138的阴极和电容器c2673耦合到电阻器r3679和晶体管q1678的发射极端子。电容器c2673被示出为参考输入回线113。

在运行中，感应充电电路634的电感器l1136、二极管d1138和电容器c2673提高了晶体管q1678的发射极端子上的电压，使得晶体管q1678在功率转换器600的高开关频率fsw下被关断。当晶体管q1678被关断时，到旁路端子bp631中的旁路电流ibp由感应充电电路634的电感器l1136提供。然而，在较低的开关频率fsw下，由电感器l1136提供的电流可能不高至足以运行第一控制器123或关断晶体管q1678。这样，线性调节器也向第一控制器123提供运行电流。电阻器r3679可以被配置为增加电容器c2673的放电时间。

图7例示了根据本公开内容的一实施方案的另一个示例功率转换器700，该功率转换器700包括感应充电电路734以向旁路端子bp631提供旁路电流ibp，该旁路电流向功率转换器700的第一控制器123(例如，初级控制器)提供电源。换句话说，感应充电电路734可以耦合到功率转换器700的输入侧以为第一控制器123提供有效的电力源，并且向第一控制器123提供运行电流。

应理解，功率转换器700和感应充电电路734与如关于图3和图6所示出的功率转换器300和600以及感应充电电路334和634共享许多相似性，并且类似地命名和编号的元件如上文所描述地耦合和起作用。然而，至少一个区别是，功率转换器700例示了输出整流器do314，该输出整流器do314被示例为耦合为同步整流器的晶体管，并且第二控制器124输出次级驱动信号sr325以控制输出整流器do314的接通和关断。此外，类似于图6，功率转换器700例示了能量传递元件t1106的第三绕组607，该第三绕组607被用作向第一控制器123提供运行功率的源。如关于图6所讨论的线性调节器的耦合是相似的，然而，二极管d3674的阴极端子耦合到第三绕组607，而二极管d3674的阳极端子耦合到电容器c3675和输入回线113。

感应充电电路734被示出为包括电容器c1342、电感器l1136、二极管d1138、电容器c2673和二极管d2344。电容器c1342和二极管d2344被耦合以如上文所描述地起作用。例如，电容器c1342作为隔直元件耦合到第三绕组607。电容器c1342的另一端耦合到电感器l1136。二极管d2344为电容器c1342提供复位路径。在运行中，感应充电电路734的电感器l1136、二极管d1138和电容器c2673提高了晶体管q1678的发射极端子上的电压，使得晶体管q1678在功率转换器700的高开关频率fsw下被关断。当晶体管q1678被关断时，到旁路端子bp631中的旁路电流ibp由感应充电电路734的电感器l1136提供。这样，感应充电电路734可以提供旁路电流ibp来为第一控制器123供电。

对本发明的所例示的实施例的以上述描述，包括摘要中所描述的内容，并非意在是穷举的或是对所公开的确切形式的限制。尽管出于例示性目的在本文中描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是在不脱离本发明的更广泛的精神和范围的情况下，各种等同改型是可能的。实际上，应理解，提供具体示例电压、电流、频率、功率范围值、时间等是用于解释的目的，并且根据本发明的教导，也可以在其他实施方案和实施例中采用其他值。

尽管在权利要求书中限定了本发明，但是应理解，可以根据以下实施例替代地限定本发明：

实施例1.一种感应充电电路，所述感应充电电路耦合到功率转换器的绕组和所述功率转换器的控制器的供电端子，所述感应充电电路包括输入端，所述输入端耦合到所述绕组，所述输入端被耦合以接收通过所述功率转换器生成的开关电压；电感器，所述电感器耦合到所述输入端以响应于所述开关电压提供电感器电流；第一二极管，所述第一二极管耦合到所述电感器以使得所述电感器电流能够从所述感应充电电路的所述输入端流到所述感应充电电路的输出端；以及所述感应充电电路的所述输出端，所述输出端耦合到所述控制器的所述供电端子，所述感应充电电路的所述输出端被配置为向所述控制器提供响应于所述电感器电流的运行电流，所述控制器被配置为控制所述功率转换器的功率开关以生成所述开关电压。

实施例2.根据实施例1所述的感应充电电路，其中，所述功率转换器的所述绕组是所述功率转换器的输出侧的输出绕组，所述开关电压是通过所述功率转换器的所述功率开关的接通和关断而生成的输出绕组电压，并且所述控制器是耦合到所述功率转换器的所述输出侧的第二控制器。

实施例3.根据实施例1或2所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输入端耦合在所述功率转换器的所述输出绕组与输出整流器之间。

实施例4.根据实施例1至3中的任何一个所述的感应充电电路，其中，所述电感器耦合在所述功率转换器的所述输出绕组与所述输出整流器之间。

实施例5.根据实施例1至4中的任何一个所述的感应充电电路，还包括电容器，所述电容器作为隔直器件耦合在所述感应充电电路的所述输入端和所述电感器之间；以及第二二极管，所述第二二极管耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管以为所述电容器提供复位路径。

实施例6.根据实施例1至5中的任何一个所述的感应充电电路，其中，所述电容器的电容被选择为使得所述电容器和所述电感器的谐振频率小于所述功率转换器的所述功率开关的开关频率。

实施例7.根据实施例1至6中的任何一个所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输出端耦合到旁路电容器，所述旁路电容器被耦合以对由所述感应充电电路提供的所述运行电流滤波。

实施例8.根据实施例1至7中的任何一个所述的感应充电电路，其中，所述功率转换器的所述绕组是所述功率转换器的输入侧的偏置绕组，所述开关电压是通过所述功率转换器的所述功率开关的接通和关断而生成的偏置绕组电压，并且所述控制器是耦合到所述功率转换器的所述输入侧的第一控制器。

实施例9.根据实施例1至8中的任何一个所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输入端耦合在所述偏置绕组与调节器的输入之间。

实施例10.根据实施例1至9中的任何一个所述的感应充电电路，还包括第二电容器，所述第二电容器耦合到所述第一二极管并且耦合到所述感应充电电路的所述输出端以关断所述调节器的晶体管。

实施例11.根据实施例1至10中的任何一个所述的感应充电电路，其中，所述感应充电电路的所述输出端耦合到电阻器，其中，所述电阻器被耦合到所述供电端子并且被耦合以增加所述第二电容器的放电时间。

实施例12.根据实施例1至11中的任何一个所述的感应充电电路，还包括电容器，所述电容器作为隔直器件耦合在所述感应充电电路的所述输入端和所述电感器之间；以及第二二极管，所述第二二极管耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管以为所述电容器提供复位路径。

实施例13.一种功率转换器，包括能量传递元件，所述能量传递元件包括耦合到所述功率转换器的输入的输入绕组和耦合到所述功率转换器的输出的输出绕组；功率开关，所述功率开关耦合到所述功率转换器的所述输入和所述能量传递元件；第一控制器，所述第一控制器耦合到所述功率转换器的所述输入，所述第一控制器被配置为生成第一驱动信号以控制所述功率开关的切换以在所述能量传递元件的所述输入绕组和所述输出绕组之间传递能量，所述第一控制器被配置为接收请求信号并且被配置为响应于所述请求信号中的请求事件生成所述第一驱动信号；输出整流器，所述输出整流器耦合到所述能量传递元件的所述输出绕组；第二控制器，所述第二控制器耦合到所述功率转换器的所述输出，所述第二控制器被配置为响应于所述功率转换器的所述输出生成所述请求信号中的所述请求事件；以及感应充电电路，所述感应充电电路耦合到所述能量传递元件的所述输出绕组，并且被配置为生成由所述第二控制器的供电端子接收的运行电流，所述感应充电电路包括输入端，耦合到所述输出绕组以接收通过所述功率转换器响应于所述功率开关的所述切换生成的开关绕组电压；电感器，所述电感器耦合到所述输入端以响应于所述开关绕组电压生成电感器电流；第一二极管，所述第一二极管耦合到所述电感器，使得所述电感器电流从所述感应充电电路的所述输入端流到所述感应充电电路的输出端；以及所述感应充电电路的所述输出端，耦合到所述第二控制器的所述供电端子以向所述控制器提供响应于所述电感器电流的所述运行电流。

实施例14.根据实施例13所述的功率转换器，其中，所述感应充电电路的所述输入端耦合在所述输出绕组与所述输出整流器之间。

实施例15.根据实施例13或14所述的功率转换器，其中，所述电感器耦合在所述功率转换器的所述输出绕组与所述输出整流器之间。

实施例16.根据实施例13至15中的任何一个所述的功率转换器，还包括：电容器，所述电容器作为隔直器件耦合在所述感应充电电路的所述输入端和所述电感器之间；以及第二二极管，所述第二二极管耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管以为所述电容器提供复位路径。

实施例17.根据实施例13至16中的任何一个所述的功率转换器，其中，所述电容器的电容被选择为使得所述电容器和所述电感器的谐振频率小于所述功率开关的开关频率。

实施例18.根据实施例13至17中的任何一个所述的功率转换器，还包括耦合到所述第二控制器的所述供电端子并且耦合到所述感应充电电路的所述输出端的旁路电容器，其中，所述旁路电容器对由所述感应充电电路提供的所述运行电流滤波。

实施例19.根据实施例13至18中的任何一个所述的功率转换器，还包括在所述第二控制器和所述第一控制器之间的通信链路，其中，所述通信链路在所述第一控制器和所述第二控制器之间提供电流隔离并且由引线框架形成。