一种基于电力电子变压器的复合矿用变频器

本发明涉及交流变频
技术领域：
，特别是涉及一种基于电力电子变压器的复合矿用变频器。
背景技术：
：煤矿井下电动机受限于应用环境的特殊性，存在严重的能源浪费、运行效率低等问题。近年来，随着电力电子技术的不断发展及国家节能降耗的需要，交流变频技术在煤矿机电控制领域得到推广应用，大量矿用变频器被广泛应用于对电动机进行变频调速。目前，煤矿井下变频器工况为：动力总线的高压电经过工频变压器降压后输入给对应电压等级的变频器，然后变频器将工频电变换成电动机实际工况所需频率，滤波后经过长电缆传输驱动电机进行调速。但工频变压器体积庞大，变频器也因自身体积过大一般需专门放置在狭窄巷道或者硐室中，使井下工作空间更加狭窄。技术实现要素：本发明的目的是提供一种基于电力电子变压器的复合矿用变频器，可在实现高性能三相变频变压输出的前提下，使变频器输出调压范围更灵活，提高变频器的效率。为实现上述目的，本发明提供了如下方案：一种基于电力电子变压器的复合矿用变频器，所述基于电力电子变压器的复合矿用变频器包括：整流输入单元，与电网连接，用于接收三相交流电，并将所述三相交流电变换为直流电，形成稳压直流电；电压变换单元，与所述整流输入单元连接，用于对所述稳压直流电进行电压变换，得到直流母线电压；变频输出单元，与所述电压变换单元连接，用于将所述直流母线电压逆变为输出频率和幅值可调的三相对称交流电；滤波单元，分别与所述变频输出单元以及负载连接，用于滤除所述三相对称交流电中的杂波，并驱动所述负载运行。可选地，所述整流输入单元包括：交流侧滤波电感，与电网连接，用于对三相交流电进行滤波；二极管不控整流h桥，与所述交流侧滤波电感连接，用于将滤波后的三相交流电转换为直流电；直流稳压滤波电容，分别与所述二极管不控整流h桥以及所述电压变换单元连接，用于稳定所述直流电，形成稳压直流电，并将所述稳压直流电传输至所述电压变换单元。可选地，所述交流侧滤波电感包括第一交流侧滤波电感、第二交流侧滤波电感以及第三交流侧滤波电感；所述第一交流侧滤波电感的一端与电网的三相交流电连接；所述第二交流侧滤波电感的一端与电网的三相交流电连接；所述第三交流侧滤波电感的一端与电网的三相交流电连接。可选地，所述二极管不控整流h桥包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管以及第六二极管；所述第一二极管的阴极、所述第三二极管的阴极、所述第五二极管的阴极、所述第二二极管的阳极、所述第四二极管的阳极以及所述第六二极管的阳极分别与所述直流稳压滤波电容连接；所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极连接；所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极连接；所述第五二极管的阳极与所述第六二极管的阴极连接；所述第一交流侧滤波电感的另一端连接至所述第一二极管与第二二极管的中间节点；所述第二交流侧滤波电感的另一端连接至所述第三二极管与第四二极管的中间节点；所述第三交流侧滤波电感的另一端连接至所述第五二极管与第六二极管的中间节点。可选地，所述电压变换单元包括：一次侧单相逆变h桥，与所述整流输入单元连接，用于在第一驱动信号的驱动下对所述稳压直流电进行逆变处理，形成高频方波电压；第一驱动电路，与所述一次侧单相逆变h桥连接，用于为所述一次侧单相逆变h桥提供第一驱动信号；所述驱动信号为四路占空比为50％，频率为10khz，电压为15v的高频方波信号；高频变压器，与所述一次侧单相逆变h桥连接，用于对所述高频方波电压进行耦合变压处理，形成二次侧高频方波；二次侧二极管不控整流h桥，分别与所述高频变压器以及所述变频输出单元连接，用于对所述二次侧高频方波进行整流处理，形成直流母线电压，并将所述直流母线电压传输至所述变频输出单元。可选地，所述一次侧单相逆变h桥包括第一绝缘栅双极型晶体管、第二绝缘栅双极型晶体管、第三绝缘栅双极型晶体管以及第四绝缘栅双极型晶体管；所述第一绝缘栅双极型晶体管的集电极、所述第三绝缘栅双极型晶体管的集电极、所述第二绝缘栅双极型晶体管的主发射极以及所述第四绝缘栅双极型晶体管的主发射极分别与所述整流输入单元连接；所述第一绝缘栅双极型晶体管的主发射极与所述第二绝缘栅双极型晶体管的集电极连接；所述第三绝缘栅双极型晶体管的主发射极与所述第四绝缘栅双极型晶体管的集电极连接；所述高压变频器分别与所述第一绝缘栅双极型晶体管与所述第二绝缘栅双极型晶体管的中间节点、所述第三绝缘栅双极型晶体管与所述第四绝缘栅双极型晶体管的中间节点以及所述二次侧二极管不控整流h桥连接。可选地，所述二次侧二极管不控整流h桥包括第七二极管、第八二极管、第九二极管以及第十二极管；所述第七二极管的阴极、所述第九二极管的阴极、所述第八二极管的阳极以及所述第十二极管的阳极分别与所述变频输出单元连接；所述第七二极管的阳极与所述第八二极管的阴极连接；所述第九二极管的阳极与所述第十二极管的阴极连接；所述高压变频器分别连接至所述第七二极管与所述第八二极管的中间节点以及所述第九二极管与所述第十二极管的中间节点。可选地，所述变频输出单元包括：直流稳压滤波电容，与所述电压变换单元连接，用于对所述直流母线电压进行滤波处理；三相逆变h桥，分别与所述直流稳压滤波电容以及所述滤波单元连接，用于根据第二驱动信号对滤波后的所述直流母线电压进行逆变，形成输出频率和幅值可调的三相对称交流电；第二驱动电路，与所述三相逆变h桥连接，用于为所述三相逆变h桥提供第二驱动信号；所述第二驱动信号控制所述三相逆变h桥通过的电流的波形。可选地，所述三相逆变h桥包括第五绝缘栅双极型晶体管、第六绝缘栅双极型晶体管、第七绝缘栅双极型晶体管、第八绝缘栅双极型晶体管、第九绝缘栅双极型晶体管以及第十绝缘栅双极型晶体管；所述第五绝缘栅双极型晶体管的集电极、所述第七绝缘栅双极型晶体管的集电极、所述第九绝缘栅双极型晶体管的集电极、所述第六绝缘栅双极型晶体管的主发射极、所述第八绝缘栅双极型晶体管的主发射极以及所述第十绝缘栅双极型晶体管的主发射极分别与所述电压变换单元连接；所述第五绝缘栅双极型晶体管的主发射极与所述第六绝缘栅双极型晶体管的集电极连接；所述第七绝缘栅双极型晶体管的主发射极与所述第八绝缘栅双极型晶体管的集电极连接；所述第九绝缘栅双极型晶体管的主发射极与所述第十绝缘栅双极型晶体管的集电极连接。可选地，所述滤波单元包括：第一电感、第二电感、第三电感、第一电容、第二电容以及第三电容；所述第一电感的一端连接至负载；所述第二电感的一端连接至负载；所述第三电感的一端连接至负载；所述第一电感的另一端连接至所述第五绝缘栅双极型晶体管与所述第六绝缘栅双极型晶体管的中间节点；所述第二电感的另一端连接至所述第七绝缘栅双极型晶体管与所述第八绝缘栅双极型晶体管的中间节点；所述第三电感的另一端连接至所述第九绝缘栅双极型晶体管与所述第十绝缘栅双极型晶体管的中间节点；所述第一电容连接至所述第一电感与所述负载之间；所述第二电容连接至所述第二电感与所述负载之间；所述第三电容连接至所述第三电感与所述负载之间。根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明通过整流输入单元将三相交流电变换为稳压直流电，电压变换单元将稳压直流电进行电压变换得到直流母线电压，变频输出单元将直流母线电压进行逆变输出频率和幅值可调的三相对称交流电，最后再通过滤波单元对三相对称交流电进行滤波后驱动负载运行，可在实现高性能三相变频变压输出的前提下，使变频器输出调压范围更灵活，提高了变频器的效率。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1为本发明所提供的基于电力电子变压器的复合矿用变频器的电路结构图；图2为整流输入单元的电路结构图；图3为电压变换单元的电路结构图；图4为变频输出单元的电路结构图；图5为120°坐标系下扇区空间分布图；图6为各相pwm输出时序图；图7(a)为三相输入(f＝50hz)相电压波形仿真图；图7(b)为电压变换单元输入电压udc1，输出电压udc2波形对比仿真图；图7(c)为变压器一次侧逆变方波u1(f＝10khz)仿真图；图7(d)为变压器二次侧耦合方波u2(f＝10khz)仿真图；图7(e1)为三相变频(f1＝40hz)输出相电压波形仿真图；图7(e2)为三相变频(f2＝50hz)输出相电压波形仿真图；图7(e3)为三相变频(f3＝60hz)输出相电压波形仿真。符号说明：1-整流输入单元，2-电压变换单元，3-变频输出单元，4-滤波单元，ua-第一交流侧滤波电感，ub-第二交流侧滤波电感，uc-第三交流侧滤波电感，udc1-稳压直流电，udc2-直流母线电压，d1-第一二极管，d2-第二二极管，d3-第三二极管，d4-第四二极管，d5-第五二极管，d6-第六二极管，d7-第七二极管，d8-第八二极管，d9-第九二极管，d10-第十二极管，cp-直流稳压滤波电容，s1-第一绝缘栅双极型晶体管，s2-第二绝缘栅双极型晶体管，s3-第三绝缘栅双极型晶体管，s4-第四绝缘栅双极型晶体管，s5-第五绝缘栅双极型晶体管，s6-第六绝缘栅双极型晶体管，s7-第七绝缘栅双极型晶体管，s8-第八绝缘栅双极型晶体管，s9-第九绝缘栅双极型晶体管，s10-第十绝缘栅双极型晶体管。具体实施方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。本发明的目的是提供一种基于电力电子变压器隔离/变压的复合矿用变频器，通过整流输入单元将三相交流电变换为稳压直流电，电压变换单元将稳压直流电进行电压变换得到直流母线电压，变频输出单元将直流母线电压进行逆变输出频率和幅值可调的三相对称交流电，最后再通过滤波单元对三相对称交流电进行滤波后驱动负载运行，可在实现高性能三相变频变压输出的前提下，使变频器输出调压范围更灵活，提高了变频器的效率。为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。如图1所示，本发明基于电力电子变压器的复合矿用变频器包括：整流输入单元1、电压变换单元2、变频输出单元3以及滤波单元4。具体地，所述整流输入单元1与电网连接，所述整流输入单元1用于接收三相交流电，并将所述三相交流电变换为直流电，形成稳压直流电；所述电压变换单元2与所述整流输入单元1连接，所述电压变换单元2用于对所述稳压直流电进行电压变换，得到直流母线电压；所述变频输出单元3与所述电压变换单元2连接，所述变频输出单元3用于将所述直流母线电压逆变为输出频率和幅值可调的三相对称交流电；所述滤波单元4分别与所述变频输出单元3以及负载连接，所述滤波单元4用于滤除所述三相对称交流电中的杂波，并驱动所述负载运行。进一步地，所述整流输入单元1包括：交流侧滤波电感、二极管不控整流h桥以及直流稳压滤波电容cp。其中，所述交流侧滤波电感与电网连接，所述交流侧滤波电感用于对三相交流电进行滤波；所述二极管不控整流h桥与所述交流侧滤波电感连接，所述二极管不控整流h桥用于将滤波后的三相交流电转换为直流电；所述直流稳压滤波电容cp分别与所述二极管不控整流h桥以及所述电压变换单元2连接，所述直流稳压滤波电容cp用于稳定所述直流电，形成稳压直流电，并将所述稳压直流电传输至所述电压变换单元2。具体地，如图2所示，所述交流侧滤波电感包括第一交流侧滤波电感ua、第二交流侧滤波电感ub以及第三交流侧滤波电感uc；所述第一交流侧滤波电感ua的一端与电网的三相交流电连接；所述第二交流侧滤波电感ub的一端与电网的三相交流电连接；所述第三交流侧滤波电感uc的一端与电网的三相交流电连接。具体地，所述二极管不控整流h桥包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第五二极管d5以及第六二极管d6；其中，所述第一二极管d1的阴极、所述第三二极管d3的阴极、所述第五二极管d5的阴极、所述第二二极管d2的阳极、所述第四二极管d4的阳极以及所述第六二极管d6的阳极分别与所述直流稳压滤波电容cp连接；所述第一二极管d1的阳极与所述第二二极管d2的阴极连接；所述第三二极管d3的阳极与所述第四二极管d4的阴极连接；所述第五二极管d5的阳极与所述第六二极管d6的阴极连接；所述第一交流侧滤波电感ua的另一端连接至所述第一二极管d1与第二二极管d2的中间节点；所述第二交流侧滤波电感ub的另一端连接至所述第三二极管d3与第四二极管d4的中间节点；所述第三交流侧滤波电感uc的另一端连接至所述第五二极管d5与第六二极管d6的中间节点。进一步地，所述电压变换单元2包括：一次侧单相逆变h桥、第一驱动电路、高频变压器以及二次侧二极管不控整流h桥。其中，所述一次侧单相逆变h桥与所述整流输入单元1连接，所述一次侧单相逆变h桥用于在第一驱动信号的驱动下对所述稳压直流电进行逆变处理，形成高频方波电压。所述第一驱动电路与所述一次侧单相逆变h桥连接，所述第一驱动电路用于为所述一次侧单相逆变h桥提供第一驱动信号；所述驱动信号为四路占空比为50％，频率为10khz，电压为15v的高频方波信号；在本实施例中，所述第一驱动电路为dspf28335。所述高频变压器与所述一次侧单相逆变h桥连接，所述高频变压器用于对所述高频方波电压进行耦合变压处理，形成二次侧高频方波。所述二次侧二极管不控整流h桥分别与所述高频变压器以及所述变频输出单元3连接，所述二次侧二极管不控整流h桥用于对所述二次侧高频方波进行整流处理，形成直流母线电压，并将所述直流母线电压传输至所述变频输出单元3。具体地，如图3所示，所述一次侧单相逆变h桥包括第一绝缘栅双极型晶体管s1、第二绝缘栅双极型晶体管s2、第三绝缘栅双极型晶体管s3以及第四绝缘栅双极型晶体管s4；其中，所述第一绝缘栅双极型晶体管s1的集电极、所述第三绝缘栅双极型晶体管s3的集电极、所述第二绝缘栅双极型晶体管s2的主发射极以及所述第四绝缘栅双极型晶体管s4的主发射极分别与所述整流输入单元1连接；所述第一绝缘栅双极型晶体管s1的主发射极与所述第二绝缘栅双极型晶体管s2的集电极连接；所述第三绝缘栅双极型晶体管s3的主发射极与所述第四绝缘栅双极型晶体管s4的集电极连接；所述高压变频器分别与所述第一绝缘栅双极型晶体管s1与所述第二绝缘栅双极型晶体管s2的中间节点、所述第三绝缘栅双极型晶体管s3与所述第四绝缘栅双极型晶体管s4的中间节点以及所述二次侧二极管不控整流h桥连接。具体地，所述二次侧二极管不控整流h桥包括第七二极管d7、第八二极管d8、第九二极管d9以及第十二极管d10；其中，所述第七二极管d7的阴极、所述第九二极管d9的阴极、所述第八二极管d8的阳极以及所述第十二极管d10的阳极分别与所述变频输出单元3连接；所述第七二极管d7的阳极与所述第八二极管d8的阴极连接；所述第九二极管d9的阳极与所述第十二极管d10的阴极连接；所述高压变频器分别连接至所述第七二极管d7与所述第八二极管d8的中间节点以及所述第九二极管d9与所述第十二极管d10的中间节点。更进一步地，所述变频输出单元3包括：直流稳压滤波电容cp、三相逆变h桥以及第二驱动电路。其中，所述直流稳压滤波电容cp与所述电压变换单元2连接，所述直流稳压滤波电容cp用于对所述直流母线电压进行滤波处理。所述三相逆变h桥分别与所述直流稳压滤波电容cp以及所述滤波单元4连接，所述三相逆变h桥用于根据第二驱动信号对滤波后的所述直流母线电压进行逆变，形成输出频率和幅值可调的三相对称交流电。所述第二驱动电路与所述三相逆变h桥连接，所述第二驱动电路用于为所述三相逆变h桥提供第二驱动信号；所述第二驱动信号控制所述三相逆变h桥通过的电流的波形。在本实施例中，所述第一驱动电路为dspf28335。具体地，如图4所示，所述三相逆变h桥包括第五绝缘栅双极型晶体管s5、第六绝缘栅双极型晶体管s6、第七绝缘栅双极型晶体管s7、第八绝缘栅双极型晶体管s8、第九绝缘栅双极型晶体管s9以及第十绝缘栅双极型晶体管s10；其中，所述第五绝缘栅双极型晶体管s5的集电极、所述第七绝缘栅双极型晶体管s7的集电极、所述第九绝缘栅双极型晶体管s9的集电极、所述第六绝缘栅双极型晶体管s6的主发射极、所述第八绝缘栅双极型晶体管s8的主发射极以及所述第十绝缘栅双极型晶体管s10的主发射极分别与所述电压变换单元2连接。所述第五绝缘栅双极型晶体管s5的主发射极与所述第六绝缘栅双极型晶体管s6的集电极连接；所述第七绝缘栅双极型晶体管s7的主发射极与所述第八绝缘栅双极型晶体管s8的集电极连接；所述第九绝缘栅双极型晶体管s9的主发射极与所述第十绝缘栅双极型晶体管s10的集电极连接。更进一步地，所述滤波单元4包括：第一电感、第二电感、第三电感、第一电容、第二电容以及第三电容；其中，所述第一电感的一端连接至负载；所述第二电感的一端连接至负载；所述第三电感的一端连接至负载。所述第一电感的另一端连接至所述第五绝缘栅双极型晶体管s5与所述第六绝缘栅双极型晶体管s6的中间节点；所述第二电感的另一端连接至所述第七绝缘栅双极型晶体管s7与所述第八绝缘栅双极型晶体管s8的中间节点；所述第三电感的另一端连接至所述第九绝缘栅双极型晶体管s9与所述第十绝缘栅双极型晶体管s10的中间节点。所述第一电容连接至所述第一电感与所述负载之间；所述第二电容连接至所述第二电感与所述负载之间；所述第三电容连接至所述第三电感与所述负载之间。本发明基于电力电子变压器的复合矿用变频器中能量流动和功率变化分析可分为以下三个步骤：步骤1：三相电ua、ub、uc经整流输入单元1完成交流电到直流电的变换，经直流稳压滤波电容cp后输出稳压直流电udc1，极性为上正下负，供给电压变换单元2；步骤2：udc1经过电压变换单元2的一次侧单相逆变h桥后得到高频方波电压u1，经高频变压器耦合变压(升压或降压)后得到二次侧高频方波u2，后经二次侧二极管不控整流h桥整流输出直流母线电压udc2。步骤3：将svpwm算法程序通过计算机中的ccs软件编译并下载到dspf28335中。通过dsp中svpwm算法程序控制，udc2经过三相逆变h桥逆变为输出频率和幅值可调的三相对称交流电，再经滤波单元4处理后驱动负载运行。整个系统可完成电能的传递(流动)变换，整流级与变频级之间的电气隔离和电压等级的变换。同时高频变压器的使用使整个系统拓扑实现变压隔离的同时具有了精简的硬件结构、更小的体积、更高的功率密度。上述基于电力电子变压器的隔离/变压的复合矿用变频器为实现变压变频输出提供了硬件基础，同时采用svpwm逆变调制算法实现三相变压变频控制。大致操作过程为：通过控制三相逆变h桥的六个功率开关管(6个igbt)组成特定的开关模式产生三相pwm波，并尽可能使输出波形接近于理想正弦波。本发明基于电力电子变压器的复合矿用变频器中各单元的控制策略如下：1、整流输入单元1的控制：对整流输入单元1进行分析，将整流输入单元1稳压直流电容后的电路等效为阻感负载。由于二极管具有单向导通的特性，为使拓扑结构及控制策略更加简单实用，减少开关管带来的开关损耗，整流输入单元1采用不控整流的控制策略。2、电压变换单元2的控制：高频变压器具有功率密度高，体积小，效率高等优点，非常适用于高频变压隔离的场合。电压变换单元2通过合适的控制策略，将电能从整流输入单元1传递到变频输出单元3，并通过高频变压器实现两侧电压等级的变换。电压变换单元2由高频变压器、一次侧igbt单相逆变h桥、二次侧二极管不控整流h桥及第一驱动电路构成。对于电压变换单元2的一次侧单相逆变h桥的电路拓扑，采用epwm(equalpulsewidthmodulation)等脉宽方波逆变调制算法控制。将epwm程序通过计算机中的ccs软件编译并下载到dspf28335中，控制dsp的epwm-1a、epwm-1b、epwm-2a、epwm-2b四个引脚并经光耦电平转换模块电平放大输出四路占空比50％，频率10khz，电压15v的高频方波信号作为igbt开关管的驱动信号。实验时，通过epwm算法调制，使s1，s4开关管输入波形相同，s3，s2开关管输入波形相同且同一桥臂上下开关管输入波形互补。运行epwm程序，可将直流电压udc1逆变为高频方波输出，进而通过高频变压器耦合到二次侧二极管不控整流h桥。对于二次侧二极管不控整流h桥的电路拓扑，采用与整流输入单元1相同的不控整流控制策略。3、变频输出单元3的控制：svpwm技术具有直流电压利用率高、交流电流谐波含量少等优点，成为当前三相逆变技术的主流。对于变频输出单元3，本发明采用一种基于120°坐标系下的新型svpwm算法进行控制。该算法通过对三相参考电压进行减法运算得到电压空间矢量在120°坐标系下的坐标。通过对坐标进行简单的四则运算及逻辑判断便能准确得到电压空间矢量所在的扇区和基本电压矢量的作用时间，真正地摆脱了复杂的坐标变换和运算过程，从而有效地简化了svpwm的算法结构，缩短了算法程序的运行时间，提升了算法的运行效率。下面给出新型120°svpwm算法逆变调制基本原理：(1)扇区的判定如图5所示为120°坐标系下扇区的空间分布图，平面被a轴、b轴、c轴分成三个120°区域。当a轴方向作为120°坐标系下的横轴正方向，b轴方向作为斜轴正方向时，定义区域aob为1号大扇区；同理，定义区域boc为2号大扇区；定义区域coa为3号大扇区。为后续处理方便，将a轴归为1号大扇区，b轴归为2号大扇区，c轴归为3号大扇区。三相参考电压通过1号、2号、3号坐标变换分别得到电压空间矢量在1号、2号、3号120°坐标系下的坐标，如式(1)、(2)、(3)所示：1号坐标变换：2号坐标变换：3号坐标变换：式中ua、ub、uc分别为三相参考电压值，x1和x2分别为电压空间矢量在120°坐标系下的横轴坐标和斜轴坐标。通过三种坐标变换可得到电压空间矢量在三组不同的120度坐标系下的坐标x1和x2。如果经过i(i＝1、2、3)号坐标变换得到x1>0且x2>0，则可得电压空间矢量处于第i号大扇区。由x1和x2的大小关系可得电压空间矢量所在的小扇区数，当x1>x2时，j＝1，空间矢量处于①号小扇区；否则j＝2，空间矢量处于②号小扇区。从而可得电压空间矢量所在的具体扇区如式(4)所示：n＝2*(i-1)+j(4)其中i为电压空间矢量所在的大扇区数，j为电压空间矢量所在的小扇区数，n＝(i，ii，iii，iv，v，vi)(2)基本电压空间矢量作用时间求解假设电压空间矢量处于i号(i＝1、2、3)大扇区，则可得其在i号坐标系下的坐标为(x1，x2)，为方便后续计算，对x1和x2进行归一化处理：m＝3x1/2udc，n＝3x2/2udc，udc为直流母线电压。此时电压空间矢量在载波周期ts内的作用效果可以由坐标轴上的两个基本电压空间矢量进行合成。根据“伏秒等效”原则得：t1＝mts，t2＝nts，其中t1为120度坐标系下横轴上基本电压空间矢量的作用时间，t2为斜轴上的作用时间。非坐标轴上的基本电压空间矢量在120°坐标轴上的投影为坐标轴上的基本电压空间矢量，则其在单位时间内作用效果等于坐标轴上两个基本矢量在同等时间内共同作用的效果。定义非坐标轴上的矢量为强矢量，如图5中的u3、u5、u6，坐标轴上的矢量为弱矢量，如图4中的u1、u2、u4。则电压空间矢量在载波周期下的作用效果可由其所在扇区下的两个基本矢量合成。六个扇区的强矢量和弱矢量作用时间如表1所示，表中tq为强矢量的作用时间，tr为弱矢量的作用时间。表1强弱矢量作用时间n1、3、52、4、6tqn*tsm*tstr(m-n)*ts(n-m)*ts(3)基本电压空间矢量作用时序以本文所用的七段式pwm的输出时序为例说明基本矢量的作用时序。如图6所示，各相pwm状态转变时间点将一个载波周期分为七个时间段。可得各相pwm的动作时刻如式(5)：式中t1为在一个pwm周期中先动作相pwm的翻转时刻，t2为次动作相pwm的翻转时刻，t3为后动作相pwm的翻转时刻。电压空间矢量在各个扇区时各相的动作顺序如表2所示：表2动作时序表本发明使用这种新型120°svpwm算法实现svpwm逆变调试，对应的svpwm算法程序根据上述原理编写。还可采用spwm逆变调制算法实现三相变频变压控制。大致操作过程为：在三相桥式逆变spwm算法调制波为相角互差120°的三相对称电压，载波为等腰三角波。采用双极性pwm控制方式，通过正弦调制波ur与载波uc的大小比较控制某一个桥臂的开关管通断，其过程同于单相逆变。当ur>uc时，控制某相上桥臂开通，下桥臂关断；当ur<uc时，控制某相上桥臂关断，下桥臂开通。三个互差120°的正弦波与同一个三角波比较，从而可以获得三个桥臂开关管的导通及关断时刻与时长。改变三相正弦调制波ur的幅值和频率，即可改变三相逆变输出电压的幅值和频率。下面给出该基于电力电子变压器隔离/变压的复合矿用变频器的仿真及实验结果：复合矿用变频器仿真：本发明采用matlab/simulink软件建立复合矿用变频器的仿真模型，主要由整流输入单元1、电压变换单元2和变频输出单元3组成。仿真模型中各参数如下：整流输入单元1输入电网侧有效值urms为220v的三相对称正弦交流电压ua0、ub0、uc0，网侧滤波电感lp1＝lp2＝lp3＝4mh，电压变换单元2两侧电容cp＝cs＝0.01f，滤波单元4中l＝4mh，c＝e-5f，变压器变比m/n＝2。变频输出单元3中，根据svpwm算法知输出的最大不失真电压空间矢量圆半径，即不过调制下输出的三相相电压幅值最大为鉴于该变频器为开环系统，为使svpwm算法计算更加方便，本文对该算法程序中一些参数进行了定义:假设三相变频输入直流母线电压udc2为300v，则三相交流参考电压相电压ua、ub、uc幅值um在不过调制情况下最大可设置为173.2v，为计算方便本文将um设置为100v，初始参考频率f0设置为50hz，igbt管开关频率(载波频率)fc设置为10khz。当实际输入直流母线电压udc2为其他值时，则实际输出的三相变频相电压幅值会按比例(udc2/um＝3)相应增大或减小。当udc2一定时，通过修改算法程序中三相参考电压的幅值um(即改变udc2/um这一比例)和频率f0，就能改变变频器实际输出的相电压幅值和频率，进而可实现电机的恒u/f变频调速。仿真时间设置为0.5s。仿真结果如图7(a)-图7(e2)所示。具体地，仿真结果进行分析。其中，整流输入单元1输入有效值为220v，频率为50hz的三相正弦交流电压ua0、ub0、uc0，如图7(a)所示，经不控整流后得到直流电压udc1，0.15s后稳定值约为538.8v，如图7(b)所示。观察其电压纹波情况，发现其电压值在0～0.15s时间段内振荡且前期电压波纹较大。udc1输入给epwm逆变调制算法控制的电压变换单元2一次侧得到逆变方波u1，如图7(c)所示，取0.499～0.5s放大观察，可见其上下电压对称且幅值绝对值均为538.8v，频率为10khz。方波u1经过高频变压器隔离/变压后得到二次侧耦合方波u2，如图7(d)所示，同样取0.499～0.5s放大观察，可见其电压波形及幅值绝对值是u1的2倍，约为1078v，频率为10khz，说明u1通过高频变压器实现了电压等级的提高。将u2输入给变压器二次侧不控整流h桥得到电压变换单元2输出电压udc2，如图7(b)所示。发现其电压波形平滑上升至0.15s后趋于稳定，稳定后电压值为udc1的2倍。对比分析仿真图图7(b)可知，udc1经过电压变换单元2后得到的udc2波形上升期间的纹波成分较udc1减小且波形平滑，稳定后波形直线度更好。将udc2输入给新型120°svpwm算法控制的变频输出单元3三相变频电路，改变svpwm算法程序中三相参考电压频率f0的取值，取0.4～0.5s放大分析，得到不同频率(f1～f3)的三相输出电压波形仿真图，如图7(e1)、图7(e2)和图7(e3)所示，三相变频正弦交流电ua1～3，ub1～3，uc1～3相电压幅值um≈udc2/3，相位互差120°，三相电压波形相位对称且正弦度良好。为了验证本发明提出的复合矿用变频器的正确性、可行性及有效性，根据其拓扑结构，利用dsptms20f28335、igbt模块、单变比高频变压器和光耦电平转换模块等搭建复合矿用变频器实验平台，进行实验验证。实验参数及过程：电路中元器件的参数：高频变压器工作频率为10khz，变比为1。交流侧电感lp＝2mh，两侧稳压直流电容cp和cs为400v/820uf。将有效值为9v的三相正弦交流市电供给整流输入单元1，然后用fluke示波器和hioki电能质量分析仪分别侧试各级输出波形。对实验结果进行分析。其中，整流输入单元1输入有效值为9v，频率为50hz的三相正弦交流电ua0、ub0、uc0。三相电压经整流输入单元1不控整流后得到直流电压udc1，波形a的值约为观察到其带有一定的电压纹波。udc1经过电压变换单元2变压器一次侧逆变后得高频方波电压u1，其上下幅值绝对值均为22v，频率为10khz。u1经单变比高频变压器隔离后得到二次侧耦合方波电压u2，其幅值和频率与u1相同。u2经变压器二次侧不控整流得到稳定直流电压udc2，观察到其电压纹波较udc1减小，波形直线度良好。然后将直流母线电压udc2输入给三相变频电路，由于不能动态显示，且煤矿井下设备电机调频范围多为40～60hz，通过改变svpwm程序中三相参考电压频率f0的取值，最终选择输出三种不同频率(f1～f3)的三相对称正弦交流电ua1～3，ub1～3，uc1～3，三相电压相位对称且正弦度良好，相电压幅值um≈7.35≈udc2/3，实验结果符合仿真及预期。本发明所提出的复合矿用变频器，整流输入单元1实现整流功能(交直流变换功能)，其中的直流稳压滤波电容cp具有稳定电压的功能。后续电压变换单元2的一次侧单相逆变h桥实现电能变换和能量传递的功能，二者协同工作，降低了控制难度。电压变换单元2的一次侧单相逆变h桥电路由四个高压大功率开关器件构成，实现电能的转换的功能，中间的高频变压器是电力电子变压器中的核心器件，为实现能量流动、电气隔离、电压等级变换提供硬件基础。变频输出单元3的三相逆变h桥是由6个高压或低压大功率元器件组成，是三相变频电路，输出三相交流电，lc滤波器可滤除三相交流电中的杂波，最终，由变频输出单元3输出频率和电压可调的三相交流电，驱动负载运行。本发明所提出的复合矿用变频器，主要的特点在于用电力电子变压器代替工频变压器，并与变频器结合，提供实现电能传输变换、电压等级变换、整流级与逆变级电气隔离的硬件基础，最终实现变频变压输出。本发明所提出的基于电力电子变压器变压/隔离的复合矿用变频器，只用了一半全控型器件，在实现高性能变压变频输出的前提下，大量减少了开关器件的驱动、保护等配套电路及系统的导通损耗，促使系统获得更高的效率。同时电压变换单元2中高频变压器的使用使整个系统拓扑实现变压隔离的同时具有了精简的硬件结构、更小的体积、更高的功率密度。本发明在提出的基于电力电子变压器的复合矿用变频器对整流输入单元1和电压变换单元2的二次侧二极管不控整流h桥采用不控整流策略；对电压变换单元2的一次侧单相逆变h桥电路采用epwm控制策略输出高频方波；对变频输出单元3采用svpwm控制策略，可实现三相逆变输出电压的变频变压控制，提高系统的整体性能。所谓的svpwm控制即通过控制三相逆变h桥的六个功率开关管(6个高压或低压大功率元器件。实际为6个igbt，3个igbt模块)组成特定的开关模式产生三相pwm波，并尽可能使输出波形接近于理想正弦波。本发明的优点：(1)本发明所提出的复合矿用变频器拓扑结构只用了一半全控型开关器件，在实现高性能三相变频变压输出的前提下，大量减少了开关器件的驱动、控制、保护等配套电路以及开关损耗，促使变频器获得更高的效率；(2)煤矿井下任意等级的三相交流电可直接接入本复合变频器中，通过电压变换单元2不同变比的高频变压器变压和变频输出单元3的svpwm算法变频变压控制，可实现变频输出及电压等级的二次变换，使变频器输出调压范围更灵活。采用新型120°svpwm算法控制得到的三相变频正弦交流电相位对称，谐波很小，可用于井下设备电机的变频调速；(3)电力电子变压器的结合使该复合变频器在实现能量流动、电气隔离、电压等级变换的同时具有更紧凑的结构、更小的体积、更高的功率密度并提升了变频器系统的可靠性，增加了井下工作空间。本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。当前第1页12