1.本发明涉及电源变换技术领域，具体涉及一种可通用于各种输出电压的同步整流管驱动电路。
背景技术：
2.同步整流技术是现代电源变换技术领域的一项新技术。已被行业广泛采用，并已成功用于具有低电压大电流输出的各种电源变换拓扑。同步整流技术是现代高效电源变换的主流新技术的重要分支。
3.就同步整流电路而言，一般都由三个部份组成1.同步信号的检测与控制信号的输出；2.实现同步控制信号到功率同步整流管的高效、同步驱动电路；3.由有源整同步整流管替代常规无源整流二极管的主功率回路。
4.同步整流一般多用于输出为低电压、大电流、对电源有高效率需求的运用，采用同步整流技术不仅使效率指标获得显著提高，也使得电源整机温升显著降低，电源运行状态优化，可靠性、稳定性、大大提高的重要保障；对于低压大电流的mos同步整流管，现今业内的制造技术在开关速度、导通电流、低压驱动导通内阻等技术指标已达到了较高的水平，直接选配具有低电压驱动特性的同步整流管已不再是困难的事情。
5.同步检测控制电路大都包含一级高速电压比较器电路，这是实现由同步检测到控制输出高速转换“准同步”的要求，一般非低成本的高速电压比较器只能构建于5v以下工作电源，即便是近年新推出的
‘
轨对轨 推挽输出’高性能高速电压比较器，如：ts3021，其输出的控制高电平也仅趋近5v。
6.现今行业内仅有为数不多的几款同步整流专用芯片，不仅受变换拓扑的局限； 同时，还受千差万别的电源输出需求匹配的局限，尤其是在较高输出电压的运用条件下其效果大打折扣。
7.行业通用的一种射极互补输出型图腾柱驱动器，其工作速度、自动规避互补管同时导通、电路构成极其简洁、成本超低廉等诸多优势，被广泛采用。
8.若直接采用图腾柱驱动电路：以高电平4.5v 低电平0.7v，用于低电压、大电流输出的同步整流驱动显然是适配的是首选方案。然而，欲将这种驱动能力和结构的同步整流电路直接配用于较高电压大电流的运用情况就大不相同了，最大的缺陷是驱动电平过低。提高同步整流的驱动电平成为了行业内解决高压12v大于3a输出电源采用同步整流技术的困惑。
9.就现今的电力电子技术而言，100v以上耐压、大电流、低导通内阻、贴片封装，适配用于同步整流管的mos管绝大多数都不能采用低电压电平来驱动，即便采用vgs开关转换阀值较低的mos管也存在着导通内阻升高，突显驱动不足的问题。
技术实现要素：
10.为了解决现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种针对输出从12v到
48v的大电流电源同步整流通用驱动器，使之方便地通用于各种同步整流管的匹配驱动，其具体技术方案如下：一种可通用于各种输出电压的同步整流管驱动电路，包括同步检测和控制单元、稳压二极管dw、第一电容c1、第二电容c2、比较器u、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r0、第六电阻rg、第一驱动管q1、第二驱动管q2、第三驱动管q3、第四驱动管q4和mosfet管；所述同步检测和控制单元第一端与稳压二极管dw一端、第一电容c1的一端、比较器u的正电源端、第五电阻r0的一端连接并接同步检测和控制单元供电电压vc，稳压二极管dw的另一端连接第一电容c1的另一端并接地gnd，同步检测和控制单元的第二端与比较器u的反相输入端连接，同步检测和控制单元的第三端与比较器u的同相输入端、第二电容c2的一端连接，比较器u的输出端与第二电容c2的另一端、第三驱动管q3的基极、第一电阻r1的一端连接，第一电阻r1的另一端连接第四驱动管q4的基极，第四驱动管q4的集电极与第一驱动管q1的基极、第二电阻r2的一端连接，同步检测和控制单元的第四端与比较器u的负电源端、第四电阻r4的一端、第四驱动管q4的发射极、第一驱动管q1的发射极连接并接地gnd，第四电阻r4的另一端连接第三驱动管q3的发射极，第三驱动管q3的集电极与第三电阻r3的一端、第二驱动管q2的基极连接，第五电阻r0的另一端与第三电阻r3的另一端、第二电阻r2的另一端、第二驱动管q2的发射极连接并接电路供电电压vcc，第六电阻rg的一端与第一驱动管q1的集电极、第二驱动管q2的集电极连接，第六电阻rg的另一端输出驱动信号。
11.进一步的，该电路还包括同步整流管mosfet管，所述mosfet管的栅极接第六电阻rg的另一端，用于连接输入所述驱动信号，mosfet管的源极接第一驱动管q1的发射极，mosfet管的漏极外接变压器绕组负端。
12.本发明的同步整流驱动电路的设计与应用，针对现今中小功率ac/dc或dc/dc单端反激、非电流连续模式的电源变换拓扑，并可采用负端设置整流管的输出整流运用条件；只要具备适配的同步整流管，就可获得不同直流输出电压的通用型同步整流管适配驱动，适配整流输出电压1.2
‑
48 vdc：适配整流输出电流1
‑
10 adc；适配驱动几乎所有的n沟道mos型同步整流管。
附图说明
13.图1是传统经典的同步整流驱动电路；图2是本发明的适用于不同输出电压的同步整流高效驱动电路；图中，1
‑
同步检测和控制单元。
具体实施方式
14.为了使本发明的目的、技术方案和技术效果更加清楚明白，以下结合说明书附图对本发明作进一步详细说明。
15.如图1所示为传统经典的“图腾柱”结构的同步整流驱动电路，包括：同步检测和控制单元1、稳压二极管dw、第一电容c1、第二电容c2、比较器u、第五电阻r0、第六电阻rg、第一驱动管q1、第二驱动管q2和mosfet管；所述同步检测和控制单元1第一端与稳压二极管dw一端、第一电容c1的一端、比较
器u的正电源端、第五电阻r0的一端连接并接同步检测和控制单元1供电电压vc，稳压二极管dw的另一端连接第一电容c1的另一端并接地gnd，同步检测和控制单元1的第二端与比较器u的反相输入端连接，同步检测和控制单元1的第三端与比较器u的同相输入端、第二电容c2的一端连接，比较器u的输出端与第二电容c2的另一端、第一驱动管q1的基极、第二驱动管q2的基极连接，同步检测和控制单元1的第四端与比较器u的负电源端、第二驱动管q2的集电极连接并接地gnd，第五电阻r0的另一端与第一驱动管q1的集电极连接并接电路供电电压vcc，第六电阻rg的一端与第一驱动管q1的发射极、第二驱动管q2的发射极连接，第六电阻rg的另一端接mosfet管的栅极，mosfet管的源极第一驱动管q1的发射极，mosfet管的漏极外接变压器绕组负端。
16.其中，电路供电电压vcc最佳的供电电压仅为5v或略高于5v，电路供电电压vcc与同步检测和控制单元1供电电压vc的电位近似相等。第五电阻r0与第一电容c1、稳压二极管dw的设置是为了消除第一驱动管q1、第二驱动管q2输出大电流驱动所产生的干扰，在同步检测和控制单元1供电电压vc端必须进行有效的退耦。
17.根据图1所示的驱动电路，仅需用第一驱动管q1、第二驱动管q2两个晶体三极管构成经典的“图腾柱”驱动器，便可简洁地实现输出低电压、大电流的同步整流管的全优驱动。受性价比的局限，实现同步检测与控制转换的电路单元基本都采用低电压供电的高速比较器来完成，正如图1中均采用的比较器u，其供电及运行条件都是相同的，所输出同步控制信号，无论电平、电流及特性都是基本相同的，因此比较器u输出的控制电平只能做到高电平：趋近+5v ，低电平：趋近0v。由此电平确定了图腾柱输出的电平只可能达到：高电平趋近+4.3v ，低电平趋近0.7v。试图通过提高电路供电电压vcc的电压值来提高驱动输出电平是不可能的，不仅不能提高图腾柱的输出驱动电平，反而白白增加图腾柱电路的损耗，甚至导致第一驱动管q1烧毁。
18.如图2所示的本发明的适用于不同输出电压的同步整流高效驱动电路，在图1所示的传统经典的图腾柱结构的同步整流驱动电路的基础上，增设第三驱动管q3、第四驱动管q4两个npn型小功率晶体管和第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4，改变原第一驱动管q1、第二驱动管q2的共射极输出接法为共集电极输出接法，其具体技术方案如下：所述同步检测和控制单元1第一端与稳压二极管dw一端、第一电容c1的一端、比较器u的正电源端、第五电阻r0的一端连接并接同步检测和控制单元1供电电压vc，稳压二极管dw的另一端连接第一电容c1的另一端并接地gnd，同步检测和控制单元1的第二端与比较器u的反相输入端连接，同步检测和控制单元1的第三端与比较器u的同相输入端、第二电容c2的一端连接，比较器u的输出端与第二电容c2的另一端、第三驱动管q3的基极、第一电阻r1的一端连接，第一电阻r1的另一端连接第四驱动管q4的基极，第四驱动管q4的集电极与第一驱动管q1的基极、第二电阻r2的一端连接，同步检测和控制单元1的第四端与比较器u的负电源端、第四电阻r4的一端、第四驱动管q4的发射极、第一驱动管q1的发射极连接并接地gnd，第四电阻r4的另一端连接第三驱动管q3的发射极，第三驱动管q3的集电极与第三电阻r3的一端、第二驱动管q2的基极连接，第五电阻r0的另一端与第三电阻r3的另一端、第二电阻r2的另一端、第二驱动管q2的发射极连接并接电路供电电压vcc，第六电阻rg的一端与第一驱动管q1的集电极、第二驱动管q2的集电极连接，第六电阻rg的另一端接mosfet管的栅极，mosfet管的源极接第一驱动管q1的发射极，mosfet管的漏极外接变压器绕组负端。
19.具体的，该电路的同步检测与控制单元所输出的控制信号由比较器u输出，电平等级仅为0.7v至4.3v，由该控制电平同步驱动第三驱动管q3、第四驱动管q4这两个不同控制任务的前置晶体管，第一电阻r1是第四驱动管q4的输入限流电阻，只要控制电平升高至大于0.7v，第四驱动管q4即快速饱和导通，使第一驱动管q1快速由导通转换为关断；反之，控制信号由高电平下降也只有降低至0.7v以下第四驱动管q4才能关断，第一驱动管q1也才能恢复导通。第四电阻 r4为第三驱动管q3的发射极压控电流控制设置电阻，同时，在第三驱动管q3集电极电流回路中设置第三电阻r3，使第二驱动管q2成为了受第三驱动管q3电流阀值开关控制，当控制信号电平上升至2.7v以上，即第三驱动管q3的压控导通电流大于2ma以上，第二驱动管q2才能由关断状态转换为导通状态。
20.综上所述，可以看出在控制信号由0v到5v的上升转换过程和由5v到0v下降转换过程都存在一个从0.7v到2.7v，约2v区间，第一驱动管q1、第二驱动管q2都被同时关断的过程，这一特征可与经典的驱动器完全类同；将第一驱动管q1、第二驱动管q2设置为共集电极互补驱动输出方式，不仅使输出驱动电平实现了由4.5v到12v等级的转换，同时可以输出低电平趋近0v的大电流放电特性，这对于具有较低vgs转换阀值同步整流管的可靠驱动是极为理想的。