一种副边采用三个二极管的正反激组合变换器及系统

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种副边采用三个二极管的正反激组合变换器及系统。

背景技术：

自20世纪60年代(1956年)提出正激变换器以来，由于其结构简单、驱动容易及不存在开关直通的高可靠性等优势，已广泛应用于100w-300w的中小功率领域。

但是单管正激变压器的磁芯为单向磁化，需要磁复位电路或励磁能量转移电路防止变压器饱和，从而实现变压器磁滞回线能够回到每个周期的初始时刻，保证变压器的可靠磁复位，否则，变压器磁饱和将会引起原边电流急剧增加，导致变压器发热严重，开关管瞬间损坏，严重时并带来其他元件损坏，甚至可能引起炸机。上述问题在很大程度上限制了正激变换器的推广，所以必须添加专门的磁复位电路或者能量转移电路使得励磁能量可以消耗在其他器件上或者返回到输入电源或传输到负载端，避免磁芯饱和。

为此，国内外研究学者为解决正激变换器的磁复位问题，提出了多种磁复位方案，包括辅助绕组磁复位、rcd电路磁复位、有源钳位电路磁复位、双管正激、以及谐振磁复位等多种方式。此类复位电路将励磁能量消耗在电阻或者反馈给电源，虽然解决了变压器磁芯复位问题，但是降低了变压器磁芯的转换效率，导致变压器磁芯利用率低，同时也会存在影响开关频率、占空比或者电压应力等问题。

针对原边磁复位技术存在的问题和不足，近年来一些国内外研究学者开始探索副边励磁能量转移电路，通过将励磁能量转移到负载侧，提高了变压器的转换效率，并改善了电路的性能。但与此同时，也带来了一定问题。例如，结合正激和反激变换器的特点，组合设计成正反激变换器，但是此类变换器存在正激电感不能工作于ccm，降低了单管正激变换器的功率范围，同时，因为变压器需要加一定量的气隙，带来了变压器漏感的增加；也有采用副边第三绕组复位，同样存在影响正激电感的连续性，并且增加了变压器的设计和制造难度；还有采用多开关管结构，增加了变换器控制难度，并且增加了电路成本。

因此，研究新型的磁复位方式，对正激复位技术的发展显得尤为重要。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种副边采用三个二极管的正反激组合变换器及系统，解决现有磁复位电路励磁能量利用率低、电路组成复杂、损耗大、效率低的问题。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种副边采用三个二极管的正反激组合变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第三二极管；其中，所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管的阴极和电感的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管的阴极和第三二极管的阳极连接；所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；所述电感的另一端分别与第一电容的一端和第三二极管的阴极连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端，所述第一二极管的阳极分别与第二二极管的阳极和第一电容的另一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地。

其中，较佳方案是：所述第一二极管、第二二极管和第三二极管均为快恢复二极管。

其中，较佳方案是：所述开关管为全控型功率半导体器件。

其中，较佳方案是：所述开关管为nmos开关管。

其中，较佳方案是，所述电感根据第一选取步骤选取，所述第一选取步骤包括：步骤s110、计算电感的临界电感值；步骤s120、根据临界电感值确定电感的取值。

其中，较佳方案是，所述第三二极管根据第二选取步骤选取，所述第二选取步骤包括：步骤s210、确定流过第三二极管的最大电流id3,max；步骤s220、确定第三二极管的耐压值vd3,max；步骤s230、根据最大电流id3,max和耐压值vd3,max选取符合条件的二极管作为第三二极管。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种正反激组合变换系统，所述正反激组合变换系统包括所述的正反激组合变换器，与正反激组合变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正反激组合变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正反激组合变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。

本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整机效率；

2、磁复位回路结构简单，所用器件数量少，便于集成，功耗低，能量传输效率高，便于推广使用；

3、相对辅助绕组复位，降低了变压器的设计难度；

4、相对变压器原边侧连接rcd复位方式，降低了变换器的功耗，使得变换器总体能量传输效率更高，同时电路结构更加简单；

5、相对变压器原边侧连接lcd的复位方式，电路更加简单，所用器件数量较少，成本低廉；

6、电路更加简单，实现方便、成本低；

7、工作安全性和可靠性更高，能量转移与传输电路能够使能量利用率提高，可广泛应用于计算机、医疗通信、工业控制、航天设备等领域，具有较高的推广应用价值。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明正反激组合变换器的电路示意图；

图2是本发明正反激组合变换系统的电路示意图；

图3是本发明电感选择的流程示意图；

图4是本发明第三二极管选择的流程示意图。

具体实施方式

现结合附图，对本发明的较佳实施例作详细说明。

如图1所示，本发明提供一种副边采用三个二极管的正反激组合变换器的优选实施例。

一种副边采用三个二极管的正反激组合变换器，包括正激变换器主电路110和能量转移与传输电路120，所述正激变换器主电路110包括高频变压器t、开关管s、第一二极管d1、第二二极管d2、电感l和第一电容c1，所述能量转移与传输电路120包括第三二极管d3；其中，所述高频变压器t的原边同名端为正激变换器主电路110的正极电压输入端in+，其原边异名端与开关管s的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管d2的阴极和电感l的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管d1的阴极和第三二极管d3的阳极连接；所述开关管s的源极为正激变换器主电路110的负极电压输入端in-，其的栅极为控制信号输入端；所述电感l的另一端分别与第一电容c1的一端和第三二极管d3的阴极连接且为正激变换器主电路110的正极电压输出端out+，所述第一二极管d1的阳极分别与第二二极管d2的阳极和第一电容c1的另一端连接且为正激变换器主电路110的负极电压输出端out-，所述负极电压输出端out-接地。

其中，高频变压器t包括原边绕组w1和副边绕组w2。

具体地，并参考图2，设置一种正反激组合变换系统，所述正反激组合变换系统包括所述的正反激组合变换器，与正反激组合变换器的正极电压输入端in+和负极电压输入端in-连接的电源200，与正反激组合变换器的控制信号输入端连接的控制器300，以及与正反激组合变换器的正极电压输出端out+和负极电压输出端out-连接的负载400。

在本实施例中，所述第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3均为快恢复二极管，快恢复二极管(简称frd)是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，主要应用于开关电源200、pwm脉宽调制器、变频器等电子电路中，并且，快恢复二极管的反向恢复时间较短，正向压降较低，反向击穿电压(耐压值)较高，通过加快第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3的反向恢复时间，从而提高正激变换器的反应。

在本实施例中，所述开关管s为全控型功率半导体器件，全控型器件又称为自关断器件，是指通过控制信号既可以控制其导通，又可以控制其关断的电力电子器件，这类器件很多，门极可关断晶闸管，电力场效应晶体管，绝缘栅双极晶体管均属于此。优选地，所述开关管s为nmos开关管。

在本实施例中，电感l和第一电容c1均用于滤波，为负载400提供稳定电压。

关于正激变换器的工作原理，首先，先假设励磁电感工作于dcm状态，其中，dcm被称为非连续导通模式，就是在开关周期内，励磁电感电流总会回归到0，也就是励磁电感会被“复位”。以及，对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流。

在开关管s关断期间包括两个阶段：

第一阶段为开关管s关断。在开关管s从导通过渡到关断的过程中，励磁电流和副边绕组w2的反射电流为开关管s的寄生电容cc充电，开关管s的寄生电容cc电压从0开始近似线性上升，励磁电流继续增加，高频变压器t原边电压和副边电压均减小。当副边电压减小到零以后，励磁电流达到最大值，第一二极管d1反偏关断，电感l的自感电动势使得续流第二二极管d2正偏导通续流。由于励磁电流继续为寄生电容cc充电，高频变压器t原边电压和副边电压开始反向增大，当副边电压反向增大到等于第一电容c1的反向电压值时，此阶段结束。在此阶段中，开关管s承受电压从0增加到vi+nvc1(vi输入电压，vc1为第一电容c1的反向电压，n为高频变压器t的原边与副边的匝比n1：n2)。

第二阶段为励磁能量转移到负载400侧。副边电压反向增大到等于第一电容c1的反向电压后，第三二极管d3导通，高频变压器t的励磁能量通过第三二极管d3和第二二极管d2转移到负载400侧，励磁电流线性下降。在此阶段中，高频变压器t的副边电压被钳位为vc1。当励磁电流下降为零后，第三二极管d3关断，高频变压器t励磁能量转移结束。

在开关管s导通期间包括以下阶段：

开关管s导通后，输入电压vi施加在高频变压器t的原边绕组w1的两端，耦合到副边绕组w2的电压上正下负，第一二极管d1导通，正激能量通过第一二极管d1和第二电感l向负载400转移能量；以及，励磁电流开始线性上升。此阶段中第三二极管d3和第二二极管d2关断。

如图3和图4所示，本发明提供电感l和第三二极管d3的选取的较佳实施例。

所述电感l根据第一选取步骤选取，所述第一选取步骤包括：

步骤s110、计算电感l的临界电感值；

步骤s120、根据临界电感值确定电感l的取值。

具体地，在步骤s110中，根据公式(a1)计算电感l临界电感lk；

在步骤102中，根据不等式(a2)确定电感lk取值；

l＜lk(a2)

其中，d为开关管s的占空比，l2为变压器副边绕组电感。

在本实施例中，所述第三二极管d3根据第二选取步骤选取，所述第二选取步骤包括：

步骤s210、确定流过第三二极管d3的最大电流id3,max；

步骤s220、确定第三二极管d3的耐压值vd3,max；

步骤s230、根据最大电流id3,max和耐压值vd3,max选取符合条件的二极管作为第三二极管d3。

具体地，在步骤s210中，根据公式(a3)计算流过第三二极管d3的最大电流id3,max；

其中，imp为高频变压器t励磁电流的最大值。

在步骤220中，根据公式(a4)计算第三二极管d3的耐压值vd3,max；

vd3,max＝vo(a4)

以上所述者，仅为本发明最佳实施例而已，并非用于限制本发明的范围，凡依本发明申请专利范围所作的等效变化或修饰，皆为本发明所涵盖。