一种适应高压输入小体积的ACDC变换装置的制作方法

本发明是有关电源技术，且特别是有关于高压输入的适配器、充电器等acdc变换装置。

背景技术：

快充技术的发展，要求适配器、充电器等电源具备更高的功率密度。电源中开关器件跟随材料的发展，其开关频率得以不断提高，变压器、滤波器等磁性原件的体积大大减小，但是高压的电解电容的体积一直无法减小。

如图1所示，如果vin=264v，则整流后直流电压vmid=373vdc，c1需要使用400v的电解电容，如果vin=350v，则整流后直流电压vmid=495v，c1需要定制至少500v的电解或用两个400v的电解串联，这增加了整个电源的体积和成本。

技术实现要素：

本发明正是思及于此，提供一种适应高压输入小体积的acdc变换装置，通过减小ac-dc变换电路输出端储能电容的体积，实现了超小体积，降低了后级变换电路的输入电压的范围，减小了后级变换电路的电压应力，增加了ac-dc变换电路输入电压的范围。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种acdc变换装置，包括ac-dc变换电路，所述ac-dc变换电路的输出端与第一电容和第一开关组成的串联支路并联，还包括一交流检测控制电路，所述交流检测控制电路检测所述ac-dc变换电路输入端的交流电压，并在所述交流电压大于第一设定值时关断所述第一开关，在所述交流电压小于第二设定值时开通所述第一开关。

上述acdc变换装置，还包括后级变换电路，所述后级变换电路的输入端与所述第一电容并联。

上述acdc变换装置，还包括一缓冲释放电路，所述缓冲释放电路与所述第一开关的并联，箝位所述第一开关两端的电压。

上述缓冲释放电路，包括第二电容和第二开关，所述第二电容经过所述第二开关与所述第一开关并联，所述第一开关两端的电压高于所述第二电容两端的电压时所述第二开关导通，所述第二电容箝位所述第一开关两端电压。

上述缓冲释放电路，还包括第三开关，在所述第一开关导通后其自然导通，将所述第二电容与第一电容并联，将所述第二电容的能量释放给所述第一电容。

上述ac-dc变换电路为一全桥整流电路。

上述交流检测控制电路检测所述ac-dc变换电路输出端的电压。

上述交流检测电路包括一比较器，所述比较器将所述ac-dc变换电路输出端的电压检测值与所述第一设定值或第二设定值进行比较。

上述acdc变换装置，还包括第四开关，所述第四开关并联与所述第一开关的栅极和源极之间，所述第一开关中的电流过高时，所述第四开关导通。

上述acdc变换装置，还包括第六电阻，所述第六电阻与所述第一开关串联，所述第四开关的基极和发射极并联与所述第六电阻的两端。

上述acdc变换装置，还包括第七电阻，所述第七电阻串联与所述第四开关的基极。

上述交流检测电路还包括一半波整流电路，将所述输入端电压整流后输入至所述比较器。

上述还包括第一二极管，所述第一二极管串联所述ac-dc变换电路输出端与所述第一电容之间。

在所述ac-dc变换电路的输入电压高于设定值时，所述ac-dc变换电路停止为所述第一电容提供电能，该技术方案降低了对第一电容的耐压要求，可以减小电容体积，并使得acdc变换装置能够应有与更多的市场环境，例如可同时适用于中国市场vac=220v或者印度市场vac=350v。另外，更重要的是降低了后级变换电路中开关的电压应力，并能通过缓冲释放电路把吸收的能量释放给后级变换电路，减低能量损失。

为让发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

附图说明

图1为ac-dc变换电路的示意图。

图2为本发明的acdc变换装置第一种实施例的电路示意图。

图3为本发明的acdc变换装置第二种实施例的电路示意图。

图4为本发明的acdc变换装置第三种实施例的电路示意图。

图5为图6中部分信号的波形示意图。

图6为图2所示实施例的电路示意图。

图7为图3所示实施例的电路示意图。

图8为图7所示实施例中加入浪涌抑制电路的电路示意图。

图9为图8所示实施例中加入漏感吸收电路的电路示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明中所述的“第一”、“第二”、“第三”等(如果存在)用于在类似要素之间进行区别，并且不一定是描述特定的次序或者按时间的顺序。要理解，这样使用的这些术语在适当的环境下是可互换的，使得在此描述的主题的实施例如是能够以与那些说明的次序不同的次序或者以在此描述的另外的次序来进行操作。另外，凡可能之处，在图示及实施方式中使用相同标号的组件/构件/步骤，系代表相同或类似部件。

本发明的技术方案减小了acdc变换装置中中间直流母线电容的体积，同时使得储能电容温度不高，纹波电流较小。该方案同时使得后级变换电路的输入范围变窄，后级变换电路可以针对窄范围输入进行优化设计，降低后级变换器的器件的电压应力。方便器件选型和成本优化。

如图2所示本发明一种acdc变换装置20，包括ac-dc变换电路21，所述ac-dc变换电路21的输入端in并联交流输入电压vin，所述ac-dc变换电路21的输出端mid与电容c1和开关s1组成的串联支路并联，本实施例中开关s1串联与ac-dc变换电路21的输出负端和电容c1的负端之间，交流检测控制电路22的输入端与所述ac-dc变换电路21输入端in并联，检测电压vin，并在所述电压vin大于第一设定值时关断所述开关s1，在所述电压vin小于第二设定值时开通所述开关s1。

如图3所示，为本发明的另一实施例，与图2所示实施例不同的是，该实施例中交流检测控制电路32检测ac-dc变换电路31的输出端mid电压vmid，所述电压vmid与电压vin直接关联，所以检测电压vmid等效于检测电压vin。

如图4所示，为本发明的另一实施例，与图3所示实施例不同的是，该实施例中开关s1串联在ac-dc变换电路41的输出正极和电容c1正极之间，其工作原理与图2和图3所示实施例相同。

本发明通过在ac-dc变换电路与电容c1之间串联开关s1，在输入电压vin的波峰附近切断ac-dc变换电路和电容c1的联通，来实现电容c1应用于超过自己额定值的输入耐压的环境，可以用普通400-450vdc电解做高输入电压的整流，如印度市场的可达420vac的交流输入，也可以实现用中压电解（如250vdc）做宽范围输入（如90-264vac）的电源，因为同等容量中压电解的体积小于高压电解，可以降低充电器/适配器的体积。

如图6所示，为图2的一具体实施例电路示意图，图6中二极管d1、d2、d3和d4组成全桥电路，构成ac-dc变换电路61，本发明并不以此为限，任何具有整流功能的电路均可作为本发明的实施方式，例如半桥电路，另外本实施例中使用二极管做为开关器件，也可使用其他开关器件实现。交流检测控制电路62检测输入端in的电压，首先经过二极管d5和d6整流，电压vt再使用电阻r1和r2进行分压后输入回滞比较电路，更具体的说，使用比较器u1将电压vc和电压v+进行比较，所述电压vc大于电压v+=关断所述开关s1，在所述电压vc小于电压v+=时开通所述开关s1。比较器u1的输出端经过电阻r5与开关s1的控制端连接，以实现并在所述电压vin大于第一设定值时关断所述开关s1，在所述电压vin小于第二设定值时开通所述开关s1。

本实施例中电容c1的两端bus并联后级变换电路63，后级变换电路c1对电容c1的输出进行调节后提供给负载。

所述交流检测控制电路62控制断开所述开关s1，切断ac-dc变换电路61给所述电容c1充电的充电回路，当交流电压vin的检测值电压vc低于电压vref时，所述交流检测控制电路62控制闭合所述开关s1，恢复ac-dc变换电路11给所述电容c1充电的充电回路；当交流电压vin的检测值电压vc高于电压vref时，所述交流检测控制电路62控制关断所述开关s1，切断ac-dc变换电路11给所述电容c1充电的充电回路，这样就能保证c1上电压无论在高电压输入时，还是低电压输入时，c1上电压都被限制在一定的值以下。

请参考图5，vbus为电容c1上电压，vmid为输入电压vin整流后的电压，是ac-dc变换电路61的输出电压，iin为输入端的电流，ic1为电容c1的充电电流。交流检测控制电路61中设定的电压vref使得开关s1在t0时刻导通，在t1时刻关断，关断后电流iin和电流imid立即变为零。通过设定电压vref来控制电容c1上的电压，一般来讲，图5所示为电压vref不变的实施例，如果将电压vset(为ac-dc变换电路61输入端与电压vref对应的电压值)设定在小于200v，那么电容c1就可以采用额定电压为200v或者250v的电解电容，同样容值下，比额定电压为400v的电解电容的体积会小很多，大大减小了电容体积，提高了功率密度。对于一个输入电压范围在90v~264vac的电源来说，通过这样的方案，后级变换电路63的输入电压范围被限制在一定值以内，降低了后级后级变换电路63开关器件的电压应力，给后级后级变换电路63的优化设计和进一步提高功率密度带来可能。

t2时刻vin小于vset，也即输入端电压vin的电压检测值小于电压vref，比较器u1输出为高电平，开关s1重新打开，t3时刻一个新的周期开始。

图7所示实施例，交流检测控制电路72检测ac-dc变换电路71输出端mid的电压，以此间接检测输入端in的电压。同时在端mid和端bus之间串联二极管d7以将交流检测控制电路72的采样点与电容c1隔离开来。与图6相比交流检测电路72省去了二极管d5和d6。

如图8所示，与图7不同的是该实施例中增加了缓冲释放电路84，包括二极管d8、二极管d9和电容c2，本发明的电路中二极管d8和二极管d9仍可由其他可自然导通关断的开关替代，本发明并不以此为限，二极管d9为箝位二极管，电容c2为缓冲电容，二极管d8为放电二极管。当s1断开时，电感l1（为电路中的漏感，图中未示出，一般ac-dc变换电路81的交流输入端in串联的共模电感，具有漏感，以及电路回路里存在的一些寄生电感，合并记为电感l1）上的电流给s1的寄生电容充电，当s1上电压超过电容c2上电压时，二极管d9自然导通，开关s2上的电压被箝位在电容c2的电压，电感l1的能量转移到电容c2中，导致电容c2上电压上升，但是由于电容c2的电容值相对较大，所以电容c2上电压上升的幅度很小，所以开关s1两端电压被箝位，不至于冲的太高。当开关s1再次导通时，电容c2会通过二极管d8把吸收来的能量再转移到电容c1和后级变换电路83中去。

所以采用缓冲释放电路84，不仅可以吸收电感l1上能量，控制开关s1的电压应力，还能把吸收的能量最终再送回电容c1，避免了能量的损失。

图9与图8不同的是该实施例中增加了浪涌抑制电路95，包括电阻r6、电阻r7、开关s2，当输入浪涌电流在r6形成的压降达到开关s2的be结压降时开关s2导通，把开关s1迅速关断，保护开关s1避免过流、过热损坏，起到软启动和抗浪涌的效果。电阻r7限制了流入开关s2的be结的电流，避免开关s2损坏。

本发明的技术方案在中小功率ac-dc电源，如适配器，充电器，led照明，poe电源，电视机电源中具有良好的应用效果。当输入电压高于设定电压时开关s1不导通，vmid-vbus的电压差值由开关s1承担，如印度市场，可以设定当输入电压>264vac时开关s1不导通，这样电容c1可以用400v电解电容。本发明更是设计了浪涌抑制电路，当输入回路电流imid在电阻r6产生的压降大于设定值时关断开关s1，避免开关s1被过流冲击损坏；漏感吸收电路能够避免开关s1快速关断时输入回路漏感造成的反压损坏开关s1。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。