一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器

本发明属于非隔离变换器技术领域，具体涉及一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器。

背景技术：

随着可再生能源(renewableenergysources,res)的发展和分布式发电系统的推广，将res与双极直流电网(bipolardcgrids)连接起来的并网技术也得到了飞速发展，用于res和双极直流电网之间的变换器也得到了越来越广泛的关注。

应用于res和双直流电网之间的变压器通常采用三电平升压(three-level-boost,tlb)dc-dc变换器，其拥有两个输出，可以更好地与双极直流母线连接。与传统的变换器相比，tlb变换器具有更低的输入电流纹波和更低的开关管电压应力。但是在不添加外加控制或辅助均衡电路的情况下，由于tlb变换器两个输出的负载不匹配，tlb变换器的两个输出电压存在不平衡的可能性。这种不平衡会导致电能质量的恶化和开关设备过早失效等问题。针对该问题，人们提出了采用脉冲宽度调制(pwm)方案或添加辅助平衡电路来解决tlb变换器输出电压不平衡问题。但是这些方案可能会限制变换器的性能、增加设计的复杂性。

业界内已经提出了许多的高增益升压变换器。这一类变换器因结构不同，电压增益或许有差异，各自特性也有差别。如choi,s等人(choi,s.,agelidis,v.g.,yang,j.,coutellier,d.,marabeas,p.analysis,designandexperimentalresultsofafloating-outputinterleaved-inputboost-deriveddc-dchigh-gaintransformer-lessconverter[j].powerelectronicsiet,2011,4(1):168-180.)通过将两个boost变换器浮地并联构成了单输出高增益变换器。该变换器看似拥有双输出结构，但是并不能提供两个电压等级，故不能用于双极直流电网中。ping,wang等人(ping,wang,lei,etal.input-paralleloutput-seriesdc-dcboostconverterwithawideinputvoltagerange,forfuelcellvehicles[j].ieeetransactionsonvehiculartechnology,2017,66(9):7771-7781.)通过输入并联输出串联的方式将两个boost电路连接构成单输出高增益变换器，其自身拥有双输出的结构，但是在高升压应用中，当负载不匹配时，死区时间可能会引起变换器的两个输出电压不均衡，且这种不均衡较大，已经不能忽略。kims(kims,namht,chah,etal.investigationofself-outputvoltagebalancingininput-paralleloutput-seriesdc–dcconverter[j].ieeejournalofemergingandselectedtopicsinpowerelectronics,2019,pp(99):1-1.)利用变换器拥有的双输出结构，把这种变换器应用于双极直流电网当中，通过减小电感值最终实现了输出电压的自均衡。但是其电压增益不高，即使达到res和双极直流电网应用的增益范围，其电压调节范围会受到影响。通过级联其他变换器可以拓宽电压调节范围，又会引入成本问题。

因此，在双极直流电网应用中实现高增益和双输出的变压器受到关注已经越来越受到关注。

技术实现要素：

针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器。该升压变换器通过将两个双相交错单输出boost电路的输入端并联、输出端串联，增大了增益范围；并且通过合理设计电路参数，可以自动实现输出电压的均衡，消除死区时间带来的不均压问题，实现所有开关管的零电压开通(zvs)，减小开关损耗。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器，包括四个储能电感(l1、l2、l3、l4)、两个中间电容(c1、c2)、四个主开关管(q1、q2、q3、q4)、四个副开关管(q'1、q'2、q'3、q'4)和两个输出电容(co1、co2)；

第一储能电感(l1)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第一主开关管(q1)的漏极、第一副开关管(q'1)源极相连；第一主开关管(q1)源极与输入电源负极相连；第二储能电感(l2)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第二主开关管(q2)漏极相连；第二主开关管(q2)源极与输入电源负极相连，漏极与第一中间电容(c1)的一侧相连，第一中间电容(c1)的另一侧与第一副开关管(q'1)漏极、第二副开关管(q'2)源极相连；第二副开关管(q'2)漏极与第一输出电容(co1)的一侧相连，第一输出电容(co1)的另一侧与第三主开关管(q3)漏极、第二输出电容(co2)的一侧相连，第三主开关管(q3)源极与输入电源负极相连；第三储能电感(l3)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第三主开关管(q3)漏极、第二输出电容(co2)的一侧相连；第二输出电容(co2)的另一侧与第三副开关管(q'3)源极相连；第四储能电感(l4)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第四主开关管(q4)漏极、第二中间电容(c2)的一侧相连，第二中间电容(c2)的另一侧与第三副开关管(q'3)漏极、第四副开关管(q'4)源极相连；第四主开关管(q4)源极与第四副开关管(q'4)漏极、输入电源负极相连；

所述第一输出电容(co1)与第一负载并联，所述第二输出电容(co2)与第二负载并联。

进一步地，所述第一储能电感(l1)、第二储能电感(l2)、第一主开关管(q1)、第二主开关管(q2)、第一副开关管(q'1)、第二副开关管(q'2)、第一中间电容(c1)和第一输出电容(co1)构成第一个双相交错单输出boost支路；所述第三储能电感(l3)、第四储能电感(l4)、第三主开关管(q3)、第四主开关管(q4)、第三副开关管(q'3)、第四副开关管(q'4)、第二中间电容(c2)和第二输出电容(co2)构成第二个双相交错单输出boost支路。

进一步地，所述第一储能电感(l1)、第二储能电感(l2)、第三储能电感(l3)和第四储能电感(l4)的感值相同，且应使每一相电路电流在对应死区时间内为负值，

进一步地，若考虑开关管的寄生电容，则第一储能电感(l1)、第二储能电感(l2)、第三储能电感(l3)和第四储能电感(l4)的感值选取还应使主开关管的体二极管导通。

进一步地，所述四个主开关管(q1、q2、q3、q4)占空比相同，四个副开关管与对应的主开关管互补导通。

进一步地，当主开关管占空比大于0.5时，每个双相交错单输出boost电路自身的两相之间可以实现电流自动均衡。

进一步地，两个中间电容的电容值相同，两个输出电容的电容值相同。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1.本发明通过将两个双相交错单输出boost电路的输入端并联、输出端串联，增大了增益范围，增益为传统单输入单输出boost变换器的2倍；两个双相boost电路交错工作，可以减小输入电流纹波和输出电压纹波，同时可以减小开关管应力。

2.本发明通过设计电感感值，实现了可以自动实现输出电压的均衡，消除死区时间带来的不均压问题，同时也能实现所有开关管的零电压开通(zvs)，减小开关损耗。

附图说明

图1为双输出交错升压变换器的电路结构图。

图2为双输出交错升压变换器接入两个电阻负载的结构图。

图3为考虑死区时间且电感电流为正时双输出交错升压变换器工作时的关键理论波形。

图4为考虑死区时间且电感电流为负时双输出交错升压变换器工作时的关键理论波形。

图5为双输出交错升压变换器的工作模态。

图6为双输出交错升压变换器稳态工作时的关键参数的仿真波形。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器，其电路结构图如图1所示，该变换器拓扑包括：四个储能电感(l1、l2、l3、l4)，两个中间电容(c1、c2)，四个主开关管(q1、q2、q3、q4)，四个副开关管(q'1、q'2、q'3、q'4)，两个输出电容(co1、co2)。储能电感(l1)一侧与输入电源正极相连，另一侧与主开关管(q1)漏极、副开关管(q'1)源极相连；主开关管(q1)源极与输入电源负极相连；储能电感(l2)一侧与输入电源正极相连，另一侧与主开关管(q2)漏极相连；主开关管(q2)源极与输入电源负极相连，主开关管(q2)漏极与中间电容(c1)的一侧相连，中间电容(c1)的另一侧与副开关管(q'1)漏极、副开关管(q'2)源极相连，副开关管(q'2)漏极与输出电容(co1)的一侧相连，输出电容(co1)的另一侧与主开关管(q3)漏极相连，主开关管(q3)源极与输入电源负极相连，这样构成第一个双相交错单输出boost支路。储能电感(l3)一侧与输入电源正极相连，另一侧与主开关管(q3)漏极、输出电容(co2)的一侧相连；输出电容(co2)的另一侧与副开关管(q'3)源极相连；储能电感(l4)一侧与输入电源正极相连，另一侧与主开关管(q4)漏极、中间电容(c2)的一侧相连，中间电容(c2)的另一侧与副开关管(q'3)漏极、副开关管(q'4)源极相连，主开关管(q4)源极与副开关管(q'4)漏极、输入电源负极相连，这样构成第二个双相交错单输出boost支路。这两个双相交错单输出boost支路的输入并联连接，两个输出电容(co1、co2)串联连接，总体构成一个单输入双输出的交错boost变换器。

进一步地，主开关管(q3)会在第一个boost支路工作时，因为电路的闭环，当主开关管占空比大于0.5时，主开关管(q3)为第一个boost支路提供一个传输路径，即本发明方案并非把两个电路简单的串并联构成新电路。

进一步地，输出电容的值越大，输出电压的纹波值会越小。

首先分析变换器的工作模态。考虑两个输出负载为电阻负载(ro1和ro2)时，其电路结构图如图2所示，关键波形如图3所示。

电路工作稳定时，假设两个输出电容电压(vo1、vo2)和中间电容电压(vc1、vc2)为恒定值，电容和电感不发生谐振，电感线性充电和放电。假设四个储能电感完全相同(l＝l1＝l2＝l3＝l4)，两个中间电容完全相同(c＝c1＝c2)，两个输出电容完全相同(co＝co1＝co2)。主开关管(q1、q2、q3、q4)占空比相同且占空比为d，副开关管与对应的主开关管互补导通。图2中电流从电感左侧流向右侧的方向规定为电流正方向。每一相电路开关管的死区时间td相同，死区时间对应占空比为dd；开关周期为ts。

当死区时间内电感电流均为正时(td不等于0)，该变换器有四个工作模态，此时主开关管(q1、q2、q3、q4)开关动作如图3中相应实线所示，副开关管(q'1、q'2、q'3、q'4)与对应主开关管互补导通。

(一)模态一[t0-t2]：如图5(a)所示，q1、q3导通，q2、q4关断，l1和l3由vin充电，vin、l2和c1一起为第一个输出端供电，vin和l4一起为c2供电。模态一维持时间为(1-d)ts。根据基尔霍夫定律得以下公式：

(二)模态二[t2-t3]：如图5(b)所示，q1、q2、q3和q4导通，l1、l2、l3和l4由vin充电c1和c2电压保持不变。模态二维持时间为(d-1/2)ts。根据基尔霍夫定律得以下公式：

(三)模态三[t3-t5]：如图5(c)所示，q2、q4导通，q1、q3关断，l2和l4由vin充电，vin、l3和c2一起为第二个输出端供电，vin和l1一起为c1供电。模态三维持时间为(1-d)ts。根据基尔霍夫定律得以下公式：

(四)模态四[t5-t6]：如图5(b)所示，和模态二相同，模态四维持时间为(d-1/2)ts。根据基尔霍夫定律可以得到(2)式。

根据l1、l2、l3和l4的伏秒平衡，由(1)-(3)可得：

由(4)可知，当死区时间内电感电流均为正时，两个输出电压一样且与负载(ro1、ro2)无关。

可知一个周期内，l2只在t0-t2时间段内放电，l1只在t3-t5时间段内放电，且l1和l2放电时长和电流下降斜率相等。由电容c1的电荷平衡可知：

因此il1和il2的最大值、最小值分别相等。再结合l1和l2充放电时长和电流上升斜率也相等，因此il1和il2的平均值相等，即l1和l2所在相的相电流自动均衡。同理，l3和l4所在相的相电流自动均衡。

不考虑死区时间对电感电流的影响结果与考虑死区时间且电感电流均为正的影响结果相同。

实际上，负载(ro1、ro2)的变化会让电感电流发生相应变化。当条件合适时，支路电感电流会在该支路主开关管导通前的死区时间内为负值，此时死区时间会影响输出电压。例如，如图4所示，当第一个双相交错单输出boost支路的两个电感电流在各自支路主开关管导通前的死区时间内为负值：在t1时刻，关断副开关管q'2时，因为电感电流不突变，主开关管q2体二极管被迫导通，此时电路的工作模态如图5(d)，电感两端电压此时被箝位到vin而不是vin-vo1/2。根据电感的伏秒平衡可知，死区时间t1-t2内电感两端电压的这一点不同必定有t0-t1内电感两端电压的相应改变，对应到图4中为电感电压波形从虚线变为实线，且t0-t1的阴影部分面积与t1-t2的阴影部分面积相等(图4电感电压波形中的虚线即图3中的电感电压波形)。所以第一个双相交错单输出boost支路的输出电压由vo1增大为v'o1。第二个双相交错单输出boost支路同理，可能也会出现以上情况。

如果这个时候只有一个双相交错单输出boost支路出现电感电流在相应死区时间为负值的情况，则会导致两个输出电压不均衡。

本发明考虑死区时间(尤其是高升压应用中存在负载不匹配时)，可以基于实际应用中的负载范围，合理设计电路参数(取合适的电感值较小的电感作为储能电感)，使各相电感电流在各自支路主开关管导通前的死区时间内为负值，且足以导通主开关管的体二极管，实现zvs和电压自均衡。关键波形如图4，电感两端电压呈图4实线所示，一共有六个主要工作模态。

(一)模态一[t0-t1]：主要工作在如图5(a)所示的状况下，该时间段内死区时间不会对输出电压产生影响。t0时刻q2和q4关断，因电感电流不突变，il2和il4此时为正值，q'2和q'4的体二极管导通，一个死区时间后，q'2和q'4实现zvs导通。整个过程l1和l3由vin充电，vin、l2和c1一起为第一个输出端供电，vin和l4一起为c2供电。维持时间为(1-d-dd)ts。根据基尔霍夫定律得公式(6)。

(二)模态二[t1-t2]：如图5(d)所示，t1时刻l2和l4的电流il2和il4为负值，此时关断q'2、q'4，因电感电流不突变，q2和q4的体二极管导通。模态二维持时间为ddts。根据基尔霍夫定律得公式(7)。

(三)模态三[t2-t3]：如图5(b)所示，t2时刻q2和q4实现zvs导通，l1、l2、l3和l4由vin充电，c1和c2电压保持不变。模态三维持时间为(d-1/2)ts。根据基尔霍夫定律得公式(7)。

(四)模态四[t3-t4]：主要工作在如图5(c)所示的状况下，该时间段内死区时间不会对输出电压产生影响。t3时刻q1和q3关断，因电感电流不突变，il1和il3此时为正值，q'1和q'3的体二极管被迫导通，一个死区时间后，q'1和q'3实现zvs导通。整个过程l2和l4由vin充电，vin、l3和c2一起为第二个输出端供电，vin和l1一起为c1供电。维持时间为(1-d-dd)ts。根据基尔霍夫定律可以得到(8)式。

(五)模态五[t4-t5]：如图5(e)所示，t4时刻l1和l3的电流il1和il3为负值，此时关断q'1、q'3，因电感电流不突变，q1和q3的体二极管导通。模态五维持时间为ddts。根据基尔霍夫定律得公式(7)。

(六)模态六[t5-t6]：如图5(b)所示，t2时刻q1和q3实现zvs导通，l1、l2、l3和l4由vin充电，c1和c2电压保持不变。模态六维持时间为(d-1/2)ts。根据基尔霍夫定律得公式(7)。

同理，根据公式(1)-(3)和l1、l2、l3和l4的伏秒平衡，可得：

由(9)可得，两个输出电压vo′1＝vo′2，实现了自动均衡，且输出增益都为若将两个输出合并为一个输出，可得总的输出电压vo′＝vo′1+vo′2，总的电压增益为

同时也能得到每个输出变化量δv为：

其中vo＝vo1＝vo2，为不考虑死区时间或死区时间内电流均为正时的理想输出电压。当实现高增益时，d越接近于1，由(10)可知死区时间引起的输出变化量越大。

与前一种情况类似，l1和l2所在相的相电流自动均衡，l3和l4所在相的相电流自动均衡。

仿真分析结果：

图6为实例的仿真波形，其仿真参数为：输入电压vin＝50v，第一个输出负载为重载，对应负载电阻ro1＝400ω，第二个输出负载为轻载，对应负载电阻ro2＝80000ω，输出电容co1＝co2＝188μf；开关频率为50khz，主开关管占空比d＝2/3，死区时间所对应的占空比dd＝1/18。储能电感分别取了150μh和27μh做仿真对比。

图6(a)是当储能电感为150μh的仿真结果。从上至下分别为主开关管(q1、q3)与副开关管(q'1、q'3)控制信号波形、主开关管(q2、q4)与副开关管(q'2、q'4)控制信号波形、四个储能电感(l1、l2、l3、l4)电流波形、四个储能电感(l1、l2、l3、l4)电压波形、输出电压波形与输入电压波形、输出电压波形。可以看出流经l1、l2电流在整个周期内只有正值，且电流自动均衡；流经l3、l4的电流在主开关管(q3、q4)导通前的死区时间内存在负值，且电流自动均衡。但是此时两个输出电压分别约为300v和360v，两个输出电压相差接近60v，已经不能忽略。

图6(b)是当储能电感为27μh的仿真结果。从上至下的波形顺序和图5(a)一致。可以看出此时流经l1、l2、l3、l4的电流在相应死区时间都存在负值，电流自动均衡，而且输出电压能够实现自动均衡。此时两个输出电压基本相等，约为355v。

综上，本发明所提出的一种具有固有均压均流特性的高增益双输出交错升压变换器。在占空比大于0.5时，两个双相交错单输出boost支路可以自动实现各自的电流均衡。当电路参数合理时，各相电感电流在各自支路主开关管导通前的死区时间为负值，且能导通开关管的体二极管时，两个输出的电压可以实现自动均衡，消除死区时间带来的两个输出电压不均衡问题，且所有开关管能够实现zvs导通。变换器的两个输出增益已经较高，若把两个输出电压串联合并成一个输出电压时，可以当作更高电压增益的单输出变换器。同时因为交错工作，可以减小输出电压和输入电流纹波，减小各器件的应力。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。