基于换相点换相的无刷直流电机无感控制方法

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种有别与过零点检测而直接锁定换相点的无刷直流电机无位置传感器的换相方法。

背景技术：

无刷直流电机已经在人们的日常生活中得到了广泛的应用，众多的家用电器甚至电动交通工具中都存在着无刷直流电机的身影。目前，绝大多数无刷直流电机均带有位置传感器来向电机控制器提供电机转子的位置信号，常用的电机转子位置传感器有，霍尔传感器、正余弦编码器和磁感应编码器等。在低成本或者位置精度要求不高的应用中，霍尔传感器是经常采用的形式。而这些传感器的存在增加了无刷直流电机的制造成本，并且传感器的损坏风险也会降低电机的可靠性，同样的，位置传感器的安装精度对电机的生产工艺也提出了较高的要求。因此，无刷直流电机的无位置传感器控制技术早已得到了国内外广大学者的重视和研究。

目前，在无刷直流电机无位置传感器的方波控制算法中，基于反电势过零点检测的转子位置估算方法及其衍生的其他方法是被研究的最为透彻，并且应用最为广泛的无传感器控制方法，其他算法如定子电感法、速度无关位置函数法等虽在理论上得到了很好的验证，但在实际应用过程中存在着种种原因而实现困难。但反电势过零点毕竟不是电机的真实换相位置，在其过零点后的时间推算存在一定的不确定性，所以在电机负载发生快速较大变化的时易于出现失步的现象。

同时基本的无刷直流电机无传感器算法的检测电路需三个adc端口分别检测电机的三相电压，在其他变体算法的实现过程中会引入更多的资源需求。在许多成本敏感度较高的应用场合更不适用。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述缺陷，提供一种基于换相点换相的无刷直流电机无感控制方法，其根据正弦波无刷直流电机的反电势特性，分析了在方波控制算法的换相位置点电机的反电势存在的规律，利用这个规律结合无刷直流电机反电势与转速的关系精确获得电机的换相位置，从而规避了传统过零点算法中的延时估算的过程，并实现过程更为简单。

本发明实现上述目的的技术方案为：

一种基于换相点换相的无刷直流电机无感控制方法，包括如下步骤：

1)构建无传感器的无刷直流电机反电势检测电路；

2)根据方波控制电机驱动桥臂导通与电机反电势形成的关系，得出：当电机发生换相时其悬空相的反电势为其幅值的一半；根据无刷直流电机的反电势幅值与其转速成正比例关系ep＝ke×ω，将电子频率转换为电子周期，并将周期分为6个等分扇区，得出

其中：ep为电机反电势的幅值，ke为反电势常数，ω为电机转动电子频率，es为换相点悬空相的反电势估算电压，te为电机转动中每个驱动扇区的时间；

3)、根据转速与反电势估算电压建立换相点电压数据库，并形成的数组计算和提取方式；其中，te＝n*δt，δt为芯片中定时中断采样的周期值，n为数组元素序列号同时也是换相后该定时中断发生的次数；

4)、当起始或产生定时中断时，n＝0，控制器驱动桥臂输出电压驱动电机；

5)、根据中断执行n+1,通过中断反电势检测电路获取采样电压并得出悬空相电压值ex；

6)、对应n×δt的发生时间查询估算电压数据库，若悬空相电压处于上升期，当ex>es(n)时，跳转步骤7，否则跳转步骤5；若悬空相电压处于下降期，当ex<-es(n)时，跳转步骤7，否则跳转步骤5；

7)、执行电机换相，更新驱动桥臂状态，n＝0，跳转步骤4。

为了配合上述控制方法，本发明引入了一种新型的电机相电压检测电路，将方波无传感器控制算法实现的外部电路进行了简化，进一步降低了方波无传感器控制算法的实现成本，且实现简单、并在动态响应上具有很大优势。

具体构的反电势检测电路如下：

以电阻网络即电阻r1,r2和r3在电机的外部重构电机的中心点，且r1＝r2＝r3＝r；利用r4和r5两个电阻将上述中心点的电压分压并形成检测端口采样所需的检测电压。

根据上述检测电路，悬空相电压值ec的计算过程如下：

采用开通一相上三极管和另外一相的下三极管的方式驱动无刷直流电机转动，将上述反电势检测电路简化为驱动状态下的检测电路:

假设电机三相绕组相互对称，根据电机固有特性根据电路原理推导出悬空相的反电势

其中，vbus为电池电压，uo为检测电压，ia、ib、ic分别为电机a相绕组、电机b相绕组和电机c相绕组中的电流，ra、rb、rc分别为电机a相绕组、电机b相绕组和电机c相绕组中的电阻；la、lb、lc分别为电机a相绕组、电机b相绕组和电机c相绕组中的电感；ea、eb、ec分别为电机a相绕组、电机b相绕组和电机c相绕组中的反电势。

本发明的优点在于：

a.本发明所提方法在动态响应性能上有较大优势，且实现简单，在电机各个转速区间均具有良好的换相效果。

b.相对比其他的方波无传感器控制算法，本发明的控制方法由于其实现简单，成本要求较低的优势更适于在工业生产中得到应用和推广。

附图说明

图1为本发明涉及的基于电机中心点的反电势检测电路；

图2为本实施例中驱动状态下的简化检测电路；

图3为方波驱动电机桥臂导通与电机反电势的关系图；

图4为仿真实验时电机相电压变化趋势图；

图5电机换相算法的仿真对比图；

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

实施例：如图1所示：其为本实施例涉及的反电势检测电路，首先利用r1,r2和r3三个电阻、6个三极管在电机的外部重构了电机的中心点，且有r1＝r2＝r3。再利用r4和r5两个电阻将该中心点的电压分压获得适于mcu采样的电压。

根据传统方波控制算法中，采用开通一相上管和另外一相的下管的方式驱动无刷直流电机转动，如图2所示：本实施例分析在a相上管导通和b相下管导通时的情况下悬空相的反电势的推导。在该状态下图1电路可简化为图2所示；在该电路中，uo即为被检测电压。这里假设，电池两端电压为vbus,电机三相绕组的反电势为ea，eb,和ec，三相定子绕组的阻值分别为ra，rb和rc，三相电子绕组的电感量为la，lb和lc。

根据图2所示，在不考虑电机定子绕组之间互感的情况下我们可以得到以下等式：

其中，vo为电机真实中心点电压，vbus为系统供电电压即电池电压，ia为电机a相绕组中的电流，ra为电机a相绕组的电阻，la为电机a相绕组的电感，ea为电机a相绕组的反电势，ib为电机b相绕组中的电流，rb为电机b相绕组的电阻，lb为电机b相绕组的电感，eb为电机b相绕组的反电势，ic为电机c相绕组中的电流。

由于外部选用电阻要远大于电机绕组的内阻，所以这里可以认为ic近似为0；从而式1可以简化为式2，且得到uo的计算公式如式3所示，这里假设r1＝r2＝r3＝r：

这里假设，电机三相绕组是相互对称的，所以有以下电机固有特性。

将式4代入式2可得。

将式5代入式3可得

由式6可见，在外部匹配电阻已知，且系统供电电压已知的条件下，该检测电路检测到的电压可以准确计算出悬空相的反电势，可得到悬空相反电势的计算公式如式7所示。

本实施例中涉及的基于换相点换相的无刷直流电机无感控制方法，如下：

在电机转动的过程中，一般的反电势为正弦波的无刷直流电机，定子三相绕组产生反电势是相位互差120度正弦电压。无刷直流电机的方波控制算法输出的电压方向是压制电机反电势的的方向，即开通三相中电压最大相对应的上管和三相中电压最小相对应的下管，电机反电势压与驱动桥臂导通关系如图3所示。

根据图3可见，发生换相的位置具有以下特性：1)非换相桥臂反电势达到幅值电压；2)需换相桥臂的两相反电势相等。根据电机三相反电势电压之和为零的特性，可推导出：当电机发生换相时其悬空相的反电势为其幅值的一半。

根据无刷直流电机的反电势幅值与其转速成正比例关系：

ep＝ke×ω(8)

其中，ep为电机反电势的幅值，ke为反电势常数，ω为电机转动电子频率。

由此可见，当被控电机确定的条件下，其反电势常数ke即为已知条件，即可根据当前电机转动的电子转速得到需换相时的悬空相电压。

将式(8)中的电子频率转换为电子周期并将周期分为6个等分扇区，可得如下等式：

其中，es为换相点悬空相的反电势估算电压，te为电机转动中每个驱动扇区的时间。

将根据采样电压uo得到的悬空相反电势与根据转速估算的反电势估算电压进行比较从而可以确定电机的换相点及换相电压，即当悬空相反电势处于上升的阶段，悬空相反电势大于估算电压(ec>es)即可换相；当悬空相反电势处于下降的阶段，悬空相反电势小于估算电压(ec<es)即可换相。无传感器方波控制有6个扇区，三个扇区中的悬空相电压是上升的，三个扇区的悬空相是下降的，根据当前驱动所在扇区即可确定悬空相是处于上升期还是下降期。

为提高控制器的运行效率，将根据转速的估算电压预先计算好并存放于一个数组中，即建立反电势估算电压数据库。在驱动电机的过程中，直接提取数组中的换相点电压与当前检测得出的悬空相反电势进行比对；其中数组中元素的计算提取方式如下：

其中，te＝n*δt，δt为电机控制器定时中断的周期值，δt为定时中断采样发生的间隔时间，该值的大小取决于电机控制要求，n为数组元素序列号同时也是换相后该定时中断发生的次数；这里是将连续性的对象进行离散化数字化的处理。

具体的控制方法步骤如下：

step1：根据被控电机参数产生换相电压数组es(n)；

step2:当起始或产生定时中断，n＝0，控制器驱动桥臂输出电压驱动电机；

step3：根据中断执行n＝n+1,通过反电势检测电路获取采样电压得出悬空相电压值ex；

step4：对应n×δt的发生时间查询估算电压数据库，若悬空相电压处于上升期，当ex>es(n)时，跳转step5，否则跳转step3；若悬空相电压处于下降期，当ex<-es(n)时，跳转step5，否则跳转step3；；

step5：执行电机换相，更新驱动桥臂状态，n＝0，跳转step3。

换相时间由电机转速决定，电机转的越快，换相时间越短。控制芯片以固定的频率发送中断，在检测到换相发生之前，中断次数不断累加。

本发明根据反电势为正弦波无刷直流电机的反电势特性，分析了在方波控制算法的换相位置点电机的反电势存在的规律，利用这个规律结合无刷直流电机反电势与转速的关系精确获得电机的换相位置，从而规避了传统过零点算法中的延时估算的过程，并提出了查询、对比的新方法，其实现过程更为简单、精确。

将本发明应用于实验仿真中

为了验证本发明所提方法的有效性和可行性，选用g40-lb08-64s35型无刷直流电机作为本文的实验对象，该电机的额定功率1500w，电机额定转速10000rpm，额定电压40v，转子极对数7对极。

1.仿真测试

为验证所提方法在动态响应方面的优越性，首先通过仿真对比过零点检测算法与本文所提算法的换相表现，根据被测电机特性模拟了该电机在外部施加负载令电机在0.1s内由6000rpm均匀降至1000rpm过程,其单相的反电势变化如图4所示。

这里选取自0.5s时刻开始至0.7s这段区间，分别采用过零点检测和本文所提的换相算法执行电机的换相的操作。图5给出了电机三相电压的在这段区间的变化趋势，并给出了分别采用两种算法根据当前的相电压执行换相操作的时刻。

在图5中，前三个坐标为电机三相电压在该时间段内的变化趋势，第四个坐标为基于过零点检测的换相算法提供的电机转子位置信息，每当产生一次换相位置数增加1，位置数在1-6区间内循环，第五个坐标为基于本文的换相算法提供的电机转子位置信息。

由图5可见，过零点换相算法在电机转速发生明显变化时，其换相扇区的时间发生了明显的不对称，随时间推移不对称性会显著增加，从而导致这种换相操作易于出现失步现象，这正是由于在负载变化较大速度较快的情况下过零点并非一个扇区的中心点所导致的，而本文所提算法在整个时间段都较为准确的选择了换相位置，具有较强的动态相应性能。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书内容所作的等效变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。