无电流传感器的电机控制方法与电机控制装置、伺服装置

本发明属于电机控制技术领域，涉及伺服电机控制技术，具体地说，涉及一种无电流传感器的电机控制方法与电机控制装置、伺服装置。

背景技术：

在自动控制系统中，输出量能够以一定的准确度跟随输入量的变化而变化的系统称为伺服系统，伺服系统由伺服驱动装置和驱动元件（即伺服电机）组成。近年来，随着控制理论与电子技术的发展，伺服系统在日常生活、航空航天和武器装备等领域中得到了广泛的应用。

对于某些特殊应用场景（如空间载荷伺服、空间天线定向等），伺服系统需要长时间在低转速下轻载运行，对电机的转速和定位控制精度要求较高。但是，低转速轻载模式下，电机的负载力矩将在静摩擦力矩与动摩擦力矩之间来回切换，使得负载力矩呈现强非线性，容易导致电机出现“停滞-滑脱”的转速波动现象。同时，电机转子的永磁体磁链与定子齿槽相互作用产生齿槽转矩，使得转速波动进一步加剧。因此，非线性摩擦和电机齿槽转矩是影响低速伺服系统转速稳定度的关键因素，必须要重点考虑。此外，在航空航天应用场合，为保证伺服系统可靠性，电流传感器造价一般非常昂贵，并且对伺服系统的体积和功耗都有严格要求。参见文献“kanggh,sonyd,kimgt,hurj:anovelcoggingtorquereductionmethodforinterior-typepermanent-magnetmotor.ieeetransactionsonindustryapplications2009,45:161-7.”，对现有的超低速专用电机需要对电机结构进行优化，导致生产成本高且通用性差。从降低成本和满足产品小型化与低功耗的需求角度出发，有必要对电机控制方法及装置进行优化。

公开号为cn110855204a的中国专利申请公开了一种永磁同步电机转矩周期性脉动抑制控制装置及方法，并具体公开了一种采用迭代学习控制器补偿转矩电流设定值的方法，针对迭代学习控制器需要优化多个参数的问题，该申请采用了改进的粒子群优化算法自动寻优控制器参数，达到了一定的转矩脉动抑制效果。其不足之处在于：虽然该专利申请对于周期性扰动有较好的控制性能，但是对于非线性扰动，如非线性摩擦，该专利申请的控制效果不佳。

公开号为cn111416560a的中国专利申请公开了一种无电流传感器的永磁同步电机控制方法及系统，采用无电流传感器控制模块、基于电机模型来对q轴电压和d轴电压进行估算，通过位置传感器来获取转速和电角速度，估算的电流数值更加稳定，且d轴和q轴实际电流到达稳态时，估算电流能够快速收敛至实际电流，适用于外环（如速度环或位置环）控制频率远低于内环、且对力控精度要求较高的领域。该专利申请虽然可以降低系统成本，但是计算量较大，对硬件资源有较高要求，且估算的电流值存在一定的误差。

文献“李琛,潘松峰:基于dsp的永磁同步电机控制系统硬件设计[j].制造业自动化.2019,41:118-20.”采用ti公司的数字信号处理器tms320f28335为核心处理器，设计了永磁同步电机控制系统的硬件系统，实现了对永磁同步电机的位置、转速、加速度和输出转矩的有效控制。该方案是目前被广泛采用的永磁同步电机控制方案，其不足之处在于：对于星载应用环境，单粒子翻转现象导致dsp处理器可靠性较低，常规基于dsp的永磁同步电机控制架构难以适应空间环境。

宇航级反熔丝fpga具有良好抗辐照性能，目前已有采用fpga实现了永磁同步电机控制的文献报道，如文献“李亚芳.基于fpga的永磁同步电动机控制器设计与实现[j].电子技术与软件工程,2016(11):110-111.”采用microsemi公司m2s005型fpga作为核心器件设计了永磁同步电机控制架构。但现有的方法不足之处在于：现有fpga的永磁同步电机控制方案多是将dsp电机控制架构移植到fpga平台，计算量较大，占用资源较多。

技术实现要素：

本发明针对现有方法存在的控制精度差等问题，提供一种无电流传感器的电机控制方法与电机控制装置、伺服装置，能够实现电机的低转速控制和定位控制，降低电机自身性能要求，提升电机转速稳定度与转子位置的控制精度。

为了达到上述目的，本发明提供了一种无电流传感器的电机控制方法，其具体步骤为：

位置信息获取步骤：获取伺服电机转子的真实位置θ；

速度运算步骤：根据真实位置θ计算伺服电机的真实转速v;

位置控制步骤：将真实位置θ与设定位置θ^*对比得到位置差值，位置差值通过pi控制得到速度给定值v^*；

转速控制步骤：将速度给定值v^*与真实转速v做差得到转速差值，转速差值通过pi控制得到q轴电压uq；

三相占空比运算步骤：常规条件下，伺服电机转子磁场定向d-q坐标系与静止坐标系变换公式为：

(1)

式中，ud为定子d轴的电流分量，uq为定子q轴的电流分量，θ为电机转子角度，ua、ub、uc分别为三相正弦调制波电压矢量值；

令ud=0，由公式（1）得到：

(2)

由公式（2）得到静止坐标系上的电压矢量ua、ub、uc；

比较步骤：将电压矢量ua、ub、uc与三角波比较；

驱动信号生成步骤：根据比较步骤中的结果生成用于驱动伺服电机工作的六路pwm控制信号。

进一步的，还包括位置信息处理步骤：根据通信协议对位置信息获取步骤中获取的真实位置θ进数制转换处理。

优选的，速度运算处理步骤中，根据真实位置θ采用差分法计算伺服电机的真实转速v。

优选的，位置控制步骤中，所述伺服电机采用转速控制模式时，设定位置θ^*=ṽ^*t，其中，ṽ^*为预期达到的设定转速，t为伺服电机运行时间；所述伺服电机采用位置控制模式时，设定位置θ^*即为预期达到的角位置。

为了达到上述目的，本发明还提供了一种电机控制装置，用于实施上述无电流传感器的电机控制方法，包括：

位置传感器，安装于伺服电机的主轴尾端，用于采集伺服电机转子的真实位置θ；

速度运算单元，与所述位置传感器连接，根据真实位置θ计算伺服电机的真实转速v；

位置控制器，与位置传感器连接，用于计算设定位置θ^*与真实位置θ的偏差，通过pi控制算法运算产生速度给定值v^*；

转速控制器，分别与位置控制器和速度运算单元连接，用于将速度给定值v^*与真实转速v做差得到转速差值，转速差值通过pi控制得到q轴电压uq；

三相占空比运算单元，与转速控制器连接，用于在ud=0条件下，根据电压uq计算静止坐标系上的电压矢量ua、ub、uc；

三角波生成单元，用于生成三角波；

比较器，分别与三相占空比运算单元和三角波生成单元连接，用于比较电压矢量ua、ub、uc与三角波；

驱动信号生成单元，与比较器连接，用于根据比较结果生成用于驱动伺服电机工作的六路pwm控制信号。

进一步的，还包括与所述位置传感器连接的位置信息处理单元，用于根据通信协议将采集的真实位置θ进数制转换处理，所述速度运算单元和所述位置控制器均通过所述位置信息处理单元与所述位置传感器连接。

进一步的，还包括fpga，所述速度运算单元、位置控制器、转速控制器、三相占空比运算单元、三角波生成单元、比较器、驱动信号生成单元以及位置信息处理单元均设于所述fpga内。

进一步的，fpga内还设有三角函数处理单元、时钟管理单元以及分别与速度运算单元和位置信息处理单元连接的外部数据交互单元，所述三角函数处理单元连接于所述位置信息处理单元与三相占空比运算单元，用于对当前真实位置进行三角函数计算得到三角函数值；所述时钟管理单元用于产生所述电机控制装置所需时钟、采样时钟和复位信号；所述外部数据交互单元连接上位机，接收上位机指令，并输出电机转速和位置信息至上位机。

进一步的，还包括电源模块和驱动模块，所述电源模块为fpga供电，所述驱动模块连接于所述驱动生成单元和伺服电机之间，用于将驱动生成单元生成的六路pwm控制信号进行功率放大，并驱动伺服电机工作。

为了达到上述目的，本发明又提供了一种伺服装置，包括：

固定支架；

伺服电机，安装于固定支架上；

磁粉制动器，安装于固定支架上，设于所述伺服电机上方，其主轴与所述伺服电机的主轴平行；

第一齿轮，安装于所述伺服电机的主轴上；

第二齿轮，安装于所述磁粉制动器的主轴上，与所述第一齿轮啮合；

飞轮，安装于所述伺服电机的电机输出轴上，设于所述第一齿轮的外侧，并与所述伺服电机的主轴连接；

电机控制装置，采用上述电机控制装置。

与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：

（1）本发明采用d轴电压等于零的控制策略，仅采用转速环和位置环双闭环控制实现对伺服电机的高精度转速控制和电机定位控制。

（2）本发明仅采用单片fpga即可满足电机控制装置的计算要求，降低了伺服系统的成本，减小设备体积，提高可靠性。

（3）本发明伺服装置，通过磁粉制动其产生恒定负载力矩并通过飞轮增加电机转子的转动惯量，提高电机低速运行时的转速稳定性。通过施加外部负载力矩，改变电机工作点，减弱低速运行下摩擦力导致的“停滞-滑脱”现象，使普通伺服电机也能达到较高的伺服控制精度。

附图说明

图1为本发明实施例所述无电流传感器的电机控制方法的控制原理图；

图2为本发明实施例所述电机控制装置d-q轴电流仿真结果示意图；

图3为本发明实施例所述伺服装置转速控制模式仿真结果示意图；

图4为本发明实施例所述伺服装置位置控制模式仿真结果示意图；

图5为本发明实施例所述电机控制装置结构示意图；

图6为本发明实施例所述伺服装置的结构示意图；

图7为本发明实施例所述伺服装置转速控制模式实验结果示意图；

图8为本发明实施例所述伺服装置位置控制模式实验结果示意图；

图9为本发明实施例所述伺服装置与未采用本发明伺服装置超低转速响应曲线示意图。

图中，1、固定支架，2、伺服电机，3、磁粉制动器，4、第一齿轮，5、第二齿轮，6、飞轮，7、电机输出轴，8、位置传感器，9、q轴电流，10、d轴电流。

具体实施方式

下面，通过示例性的实施方式对本发明进行具体描述。然而应当理解，在没有进一步叙述的情况下，一个实施方式中的元件、结构和特征也可以有益地结合到其他实施方式中。

实施例1：参见图1，本实施例提供了一种无电流传感器的电机控制方法，其具体步骤为：

（1）位置信息获取步骤：获取伺服电机转子的真实位置θ；

（2）速度运算步骤：根据真实位置θ计算伺服电机的真实转速v；

（3）位置控制步骤：将真实位置θ与设定位置θ^*对比得到位置差值，位置差值通过pi控制得到速度给定值v^*；

（4）转速控制步骤：将速度给定值v^*与真实转速v做差得到转速差值，转速差值通过pi控制得到q轴电压uq；

（5）三相占空比运算步骤：常规条件下，伺服电机转子磁场定向d-q坐标系与静止坐标系变换公式为：

(1)

式中，ud为定子d轴的电流分量，uq为定子q轴的电流分量，θ为电机转子角度，ua、ub、uc分别为三相正弦调制波电压矢量值；

令ud=0，由公式（1）得到：

(2)

由公式（2）得到静止坐标系上的电压矢量ua、ub、uc；

（6）比较步骤：将电压矢量ua、ub、uc与三角波比较；

（7）驱动信号生成步骤：根据比较步骤中的结果生成用于驱动伺服电机工作的六路pwm控制信号。

具体地，上述控制方法还包括位置信息处理步骤：根据通信协议对位置信息获取步骤中获取的真实位置θ进数制转换处理。在进行速度运算步骤和位置控制步骤之前，先对位置信息进行处理，将其转换为位置控制和速度运算所需的数据。

具体地，速度运算步骤中，根据真实位置θ采用差分法计算伺服电机的真实转速v。具体地，根据每相邻两次采集真实位置θ做差，除以采样时间计算伺服电机的真实转速v。

具体地，位置控制步骤中，所述伺服电机采用转速控制模式时，设定位置θ^*=ṽ^*t，其中，ṽ^*为预期达到的设定转速，t为伺服电机运行时间；所述伺服电机采用位置控制模式时，设定位置θ^*即为预期达到的角位置。

采用本实施例上述控制方法进行仿真，参见图2，可以看出ud=0时，id电流也近似为0a，证明了本实施例所述控制方法的有效性。图3为转速控制模式下，令ṽ^*=360°/s时电机转速响应曲线，图4为位置控制模式下，设定位置θ^*=180°时电机角位置响应曲线，由图3、4可以发现，本实施例所述控制方法可以实现高精度转速和位置控制。

由基于转子磁场定向d-q坐标系的电机数学模型：

(3)

得到：

(4)

(5)

式中，ψm为永磁体磁链，l为定子d轴的电流分量为电枢电感，id为定子d轴的电流分量，iq为定子q轴的电流分量，r为电机定子电阻，ω为电机转速。

当电机电阻r足够大，电感l足够小时，取ls≈0，进而得到：

(6)

由公式（6）可知，ud与id近似为比例关系，即ud=0时，id也为0。本实施例控制方法在此基础上，采用d轴电压等于零的控制策略，仅采用转速环控制和位置环控制双闭环控制控制q轴电压uq即可调整电机输出转矩，同时实现电机解耦控制，实现对伺服电机的高精度转速控制和电机定位控制。

实施例2：参见图5，本实施例提供了一种电机控制装置，用于实施实施例1所述无电流传感器的电机控制方法，包括：

位置传感器，安装于伺服电机的主轴尾端，用于采集伺服电机转子的真实位置θ；

速度运算单元，与所述位置传感器连接，根据真实位置θ计算伺服电机的真实转速v；

位置控制器，与位置传感器连接，用于计算设定位置θ^*与真实位置θ的偏差，通过pi控制算法运算产生速度给定值v^*；

转速控制器，分别与位置控制器和速度运算单元连接，用于将速度给定值v^*与真实转速v做差得到转速差值，转速差值通过pi控制得到q轴电压uq；

三相占空比运算单元，与转速控制器连接，用于在ud=0条件下，根据电压uq计算静止坐标系上的电压矢量ua、ub、uc；

三角波生成单元，用于生成三角波；

比较器，分别与三相占空比运算单元和三角波生成单元连接，用于比较电压矢量ua、ub、uc与三角波；

驱动信号生成单元，与比较器连接，用于根据比较结果生成用于驱动伺服电机工作的六路pwm控制信号。

需要说明的是，比较器将比较结果以二进制码形式输出至驱动信号生成单元。

本实施例中，所述伺服电机为永磁同步电机。

继续参见图5，上述电机控制装置还包括与所述位置传感器连接的位置信息处理单元，用于根据通信协议将采集的真实位置θ进数制转换处理，所述速度运算单元和所述位置控制器均通过所述位置信息处理单元与所述位置传感器连接。在进行速度运算和位置控制之前，通过位置信息处理单元先对位置信息进行处理，将其转换为位置控制器和速度运算单元所需的数据。

继续参见图5，上述电机控制装置还包括fpga，所述速度运算单元、位置控制器、转速控制器、三相占空比运算单元、三角波生成单元、比较器、驱动信号生成单元以及位置信息处理单元均设于所述fpga内。结合fpga特性，对进行控制，通过单片fpga即可满足电机控制装置的计算需求，降低了伺服系统的成本，减小设备体积，提高可靠性。

具体地，所述fpga内还设有三角函数处理单元、时钟管理单元以及分别与速度运算单元和位置信息处理单元连接的外部数据交互单元。所述三角函数处理单元连接于所述位置信息处理单元与三相占空比运算单元，用于对当前真实位置进行三角函数计算得到三角函数值，并将得到的三角函数值发送至三相占空比运算单元，用于电压矢量ua、ub、uc的运算，三角函数计算的步骤为：计算出当前真实位置对应的正余弦值。所述时钟管理单元用于产生所述电机控制装置所需时钟、采样时钟和复位信号；所述外部数据交互单元连接上位机，接收上位机指令，并输出电机转速和位置信息至上位机。需要说明的是，fpga通过串口与上位机进行通信，完成数据交换，可通过上位机内的数据监控软件实现人机交换，对fpga进行监控。

上述电机控制装置，还包括电源模块和驱动模块，所述电源模块为fpga供电，所述驱动模块连接于所述驱动生成单元和伺服电机之间，用于将驱动生成单元生成的六路pwm控制信号进行功率放大，并驱动伺服电机工作。具体地，驱动模块包括驱动电路和由6个igbt组成的三相全桥逆变电路，通过驱动电路接收6路pwm控制信号，将信号隔离放大后再输送至三相全桥逆变电路，控制三相全桥逆变电路中igbt的导通与关断，由三相全桥逆变电路将直流电压逆变成三相交流电压，从而驱动电机运行。

具体地，本实施例中位置传感器采用绝对型编码器或增量式编码器，可以采用ssi协议、bssi协议、endat协议、hiperface协议等方式进行通信。

此外，本实施例中，位置控制器和转速控制器的参数整定可以使用零极点配置方法，但不限于零极点配置方法，还可以是临界比例度及继电器反馈整定方法等其他整定方法。

本实施例所述电机控制装置，通过位置传感器采集伺服电机转子的真实位置θ；速度运算单元根据真实位置θ计算伺服电机的真实转速v；位置控制器计算设定位置θ^*与真实位置θ的偏差，通过pi控制算法运算产生速度给定值v^*；转速控制器将速度给定值v^*与真实转速v做差得到转速差值，转速差值通过pi控制得到q轴电压uq；三相占空比运算单元在ud=0条件下，根据电压uq计算静止坐标系上的电压矢量ua、ub、uc；通过三角波生成单元生成三角波；通过比较器比较电压矢量ua、ub、uc与三角波；驱动信号生成单元根据比较结果生成用于驱动伺服电机工作的六路pwm控制信号，实现对伺服电机的控制。

本实施例所述电机控制装置采用d轴电压等于零的控制策略，仅采用转速环和位置环双闭环控制实现对伺服电机的高精度转速控制和电机定位控制。

实施例3：参见图5、图6，本实施例提供了一种伺服装置，包括：

固定支架1；

伺服电机2，安装于固定支架1上；

磁粉制动器3，安装于固定支架1上，设于所述伺服电机2上方，其主轴（即x1轴）与所述伺服电机2的主轴（即x2轴）平行，x1轴、x2轴与y轴垂直且相交；

第一齿轮4，安装于所述伺服电机2的主轴上；

第二齿轮5，安装于所述磁粉制动器3的主轴上，与所述第一齿轮4啮合；

飞轮6，安装于所述伺服电机2的电机输出轴7上，设于所述第一齿轮4的外侧，并与所述伺服电机2的主轴连接；

电机控制装置，包括：

位置传感器8，安装于伺服电机2的主轴尾端，用于采集伺服电机转子的真实位置θ；

速度运算单元，与所述位置传感器连接，根据真实位置θ计算伺服电机的真实转速v；

位置控制器，与位置传感器连接，用于计算设定位置θ^*与真实位置θ的偏差，通过pi控制算法运算产生速度给定值v^*；

转速控制器，分别与位置控制器和速度运算单元连接，用于将速度给定值v^*与真实转速v做差得到转速差值，转速差值通过pi控制得到q轴电压uq；

三相占空比运算单元，与转速控制器连接，用于在ud=0条件下，根据电压uq计算静止坐标系上的电压矢量ua、ub、uc；

三角波生成单元，用于生成三角波；

比较器，分别与三相占空比运算单元和三角波生成单元连接，用于比较电压矢量ua、ub、uc与三角波；

驱动信号生成单元，与比较器连接，用于根据比较结果生成用于驱动伺服电机工作的六路pwm控制信号。

需要说明的是，本实施例中，比较器将比较结果以二进制码形式输出至驱动信号生成单元。

具体地，飞轮通过键槽（图中未示出）与所述伺服电机2的主轴连接，从而传递转矩。

继续参见图5，上述电机控制装置还包括与所述位置传感器连接的位置信息处理单元，用于根据通信协议将采集的真实位置θ进数制转换处理，所述速度运算单元和所述位置控制器均通过所述位置信息处理单元与所述位置传感器连接。在进行速度运算和位置控制之前，通过位置信息处理单元先对位置信息进行处理，将其转换为位置控制器和速度运算单元所需的数据。

继续参见图5，上述电机控制装置还包括fpga，所述速度运算单元、位置控制器、转速控制器、三相占空比运算单元、三角波生成单元、比较器、驱动信号生成单元以及位置信息处理单元均设于所述fpga内。

具体地，继续参见图5，所述fpga内还设有三角函数处理单元、时钟管理单元以及分别与速度运算单元和位置信息处理单元连接的外部数据交互单元。所述三角函数处理单元连接于所述位置信息处理单元与三相占空比运算单元，用于对当前真实位置进行三角函数计算得到三角函数值，并将得到的三角函数值发送至三相占空比运算单元，用于电压矢量ua、ub、uc的运算，三角函数计算的步骤为：计算出当前真实位置对应的正余弦值。所述时钟管理单元用于产生所述电机控制装置所需时钟、采样时钟和复位信号；所述外部数据交互单元连接上位机，接收上位机指令，并输出电机转速和位置信息至上位机。需要说明的是，fpga通过串口与上位机进行通信，完成数据交换，可通过上位机内的数据监控软件实现人机交换，对fpga进行监控。

具体地，继续参见图5，所述电机控制装置还包括电源模块和驱动模块，所述电源模块为fpga供电，所述驱动模块连接于所述驱动生成单元和伺服电机之间，用于将驱动生成单元生成的六路pwm控制信号进行功率放大，并驱动伺服电机工作。具体地，驱动模块包括驱动电路和由6个igbt组成的三相全桥逆变电路，通过驱动电路接收6路pwm控制信号，将信号隔离放大后再输送至三相全桥逆变电路，控制三相全桥逆变电路中igbt的导通与关断，由三相全桥逆变电路将直流电压逆变成三相交流电压，从而驱动电机运行。

具体地，本实施例中位置传感器采用绝对型编码器或增量式编码器，可以采用ssi协议、bssi协议、endat协议、hiperface协议等方式进行通信。

由运动控制系统运动方程式可知，当tl>>tf，摩擦力对电机产生转矩影响可以忽略，从而可以通过增加恒定负载减小摩擦力矩对转速波动的影响，其中，j为机械转动惯量，ωm为转子的机械角速度，te为电磁转矩，tl为负载转矩，tf为电机摩擦力矩，b为阻尼系数。文献“李帅.低速高稳定度永磁同步电机伺服系统研究[d].哈尔滨工业大学,2019”分析了低速状态下摩擦力对转速稳定度的影响，得出了电机不出现滞滑抖动现象的最低稳定速度ωmin，其值约为，其中，δf为静摩擦与动摩擦之间的差值，ωn为系统无阻尼自然震荡角频率，ζ为阻尼比，由上式可知，δf越小，j、ωn、ζ越大，最低稳定速度越低，系统低速性能越好。根据刚体转动定律m=jα，即电机外部合力矩m在一定情况下，角加速度α与机械转动惯量j呈反比，即：电机转矩一定时，转动惯量越大，角加速越小。因此，增加转动惯量可以提高系统低速下的转速稳定度。本实施例所述伺服装置通过磁粉制动器合理添加恒定负载、通过飞轮增大电机转子的转动惯量以改变电机工作点，减弱低速运行下摩擦力导致的“停滞-滑脱”现象，从而提高伺服电机低速运行稳定度。通过合理设计外部力矩，使得普通伺服电机的控制精度提高。同时仅采用电机转速环和电机位置环即可实现伺服电机的高精度转速控制和电机定位控制。

本实施例中，设定电机转速为360°/s，分别进行转速模式和位置模式实验，实验结果如图7、8所示，转速稳定度小于0.83%，定位精度小于0.001°，证明了本实施例所述伺服装置可以实现伺服电机高精度控制。

本实施例中，设定电机转速为3°/s，采用相同的控制器参数，分别采用本实施例所述伺服装置与不采用本实施例所述伺服装置的情况下进行对比实验，结果如图9所示。根据实验结果可以分析出，不采用本实施例所述伺服装置情况下的转速波动达到40°/s，采用本实施例所述伺服装置后，转速波动小于0.5°/s，即采用本实施例所述伺服装置后，普通伺服电机在低速运行状态下的转速波动明显减小，证明了本实施例所述伺服装置的有效性。

上述实施例用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。