一种反激式AC/DC开关电源的线电压补偿电路

本发明涉及集成电路设计领域，更具体地，涉及一种反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路。

背景技术：

反激式ac/dc开关电源拓扑结构，如图1所示,市电电压(也称输入电压或线电压)vac会在85v-265v区间内变化，交流市电经整流器和电解电容c1滤波成直流母线电压vdc,市电电压恒定时，原边电感np上电流会以vdc/lp的斜率上升，驱动芯片检测到电感电流上升到峰值电流ipeak时关闭功率管，导通时间线电压大小影响功率管电流的上升速度，因系统存在延迟，使得不同线电压下峰值电流发生变化。不同线电压下系统延迟对峰值电流的影响，如图2所示，为265v交流市电和85v交流市电时功率管m1电流的上升曲线，在没有系统延迟td时两种线电压均会使得功率管电流达到ipeak时关闭功率管。系统延迟由电路结构决定可认为是固定值td，265vac时电流上升速度快，功率管m1电流达到峰值电流ipeak时延迟td才会关闭功率管，使得实际峰值电流到ipeak1关闭功率管，且线电压越高，系统延迟后实际峰值电流越大，实际峰值功率越大。

传统的线电压补偿电路，如图3所示，通过电阻r1和r2采样电阻采样直流母线电压,通过采样电阻可精确采样到线电压，反馈到驱动芯片进行线电压补偿，但是该方法功耗较大，增加了外围器件提高了成本。

有鉴于此，本申请提供一种反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路，功耗低，并且能够降低外围成本。

技术实现要素：

本发明的目的在于，提供一种反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路，功耗低，并且降低了外围成本。

本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路，是在现有的反激式ac/dc开关电源拓扑结构中增加线电压补偿电路，产生的功耗较小，本申请的线电压补偿电路，通过对流过功率管m1的电流进行采样，并通过对线电压进行检测以及补偿，从而减小了功耗并降低了外围成本。具体的，本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路，通过采用电流采样电路对流过功率管m1的电流进行采样，然后通过电阻网络电路转换成采样电压vcs，采样电压vcs输入到电流比较器a1的同相端；同时，由于不同线电压下电流斜率不同，因此不同线电压在一个周期内的导通时间不同，通过导通时间检测模块检测任意一个导通周期内的功率管m1的导通时间来判断线电压大小并对后面功率管m1导通周期进行线电压补偿，其中，导通时间与补偿电路输出的补偿电流icm成正比，即线电压越小，功率管m1的导通时间越长，补偿电流icm也越大，输入到电流比较器a1的反向端的参考电压vref越大，使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs变大，峰值电流增大的程度越大，反之线电压越大、峰值电流增大的程度越小，经过系统延迟固定的td时间后，由于线电压大时功率管m1电流上升速度快、线电压小时电流上升速度慢的事实特性，使得在不同线电压下的峰值电流ipeak相同，保证峰值功率恒定。本申请人在此基础上完成了本申请。

一种反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路，包括：驱动芯片、功率管m1、电流采样电路、电阻网络电路、电流比较器a1、导通时间检测模块、补偿电路和电阻r1，所述驱动芯片与功率管m1的栅极连接，电流采样电路与功率管m1的漏极连接，功率管m1的源极与地线相连接，电流采样电路的输出端与电阻网络电路的输入端连接，电阻网络电路的输出端与电流比较器a1的同相端连接，所述电流采样电路采集流过功率管m1的电流并将采样电流id输出到电阻网络电路，电阻网络电路将采样电流转换成采样电压vcs并输出到电流比较器a1的同相端；所述导通时间检测模块检测不同线电压在一个周期内的功率管m1的导通时间，导通时间检测模块的输出端与补偿电路的输入端连接，补偿电路的输出端以及电阻r1与电流比较器a1的反相端连接，电流比较器a1的反相端还接入了偏置电压v1，电流比较器a1的输出端与驱动芯片连接，所述补偿电路输出的补偿电流icm与所述功率管m1的导通时间成正比，通过电阻r1将补偿电流转换为补偿电压vcm，电流比较器a1的反相端的参考电压vref为偏置电压v1与补偿电压vcm相加之和，线电压越小，所述功率管m1的导通时间越长，补偿电流icm也越大，输入到电流比较器a1的反向端的参考电压vref越大，使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs变大，峰值电流增大的程度越大，反之线电压越大、峰值电流增大的程度越小，经过系统延迟固定的td时间后，使得在不同的线电压下控制峰值电流ipeak相同，峰值功率恒定。

在一些实施方式中，所述电流采样电路按照1000:1的比例系数，采集流过功率管m1的电流。

在一些实施方式中，所述电阻网络电路包括开关管m14和电阻r2，采样电流id经开关管m14流入到电阻r2，开关管m14的栅极为低电平时导通，开关管m14打开时的信号为低电平ton_n，开关管m14的漏极与电阻r2和电流比较器a1的同相端连接，电阻r2的另一端接地。

进一步的，ton_n为低电平时功率管m14导通，采样电流id流过电阻r2得到采样电压vcs，vcs＝id*r2。

在一些实施方式中，给定的偏置电流i1与电流比较器a1的反向端连接，并且偏置电流i1与电阻r1连接，通过电阻r1将偏置电流i1转换为偏置电压v1，v1＝i1*r1。

在一些实施方式中，偏置电流i1和补偿电流icm一起流入电阻r1产生电流比较器a1的反相端的参考电压vref，参考电压vref为：vref＝v1+vcm＝i1*r1+icm*r1，参考电压vref与补偿电流icm成正比。

进一步的，电流比较器a1同相端的采样电压vcs大于反相端的参考电压vref时，电流比较器a1的输出信号发生电平跳变从而输出信号到驱动芯片控制功率管m1的导通时间，线电压越小，使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs需要变大，反之使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs需要变小，从而实现峰值功率恒定。

进一步的，电源电压265vac时峰值电流为ipeak1，85vac时的峰值电流为ipeak2，电源电压265vac时峰值电流ipeak1小于85vac时的峰值电流ipeak2，使得经过延迟td后的峰值电流ipeak相同。

在一些实施方式中，功率管m1的导通时间经过补偿电路转换成补偿电流icm，补偿电流icm与功率管m1的导通时间ton成正比，所述功率管m1的导通时间越长，补偿电流icm也越大，反之所述功率管m1的导通时间越小，补偿电流icm也越小。

在一些实施方式中，所述补偿电路包括:mos管m2、mos管m3、mos管m4、mos管m5、mos管m6、mos管m7、mos管m8、mos管m9、mos管m10、mos管m11、mos管m12、mos管m13、电容c2、电容c3、三极管q1、三极管q2和电阻r3，所述mos管m2、mos管m7和mos管m11栅极均与外部偏置vb连接、并且源极均相互连接，mos管m2可等效成电流源i2，mos管m2的漏极与mos管m3的源极连接，mos管m3的栅极接入功率管m1导通信号ton_p，mos管m3的漏极与电容c2连接，mos管m4与电容c2两端连接，mos管m5的漏极与电容c2连接、源极与电容c3和mos管m6的栅极连接，mos管m3的栅极输入高电平ton_p，mos管m3打开使得电流源i2对电容c2充电，mos管m5的栅极输入逻辑控制信号sw1，mos管m4的栅极输入逻辑控制信号sw2，mos管m3导通期间电容c2充电，mos管m3关闭同时逻辑控制信号sw1打开，逻辑控制信号sw1控制mos管m5导通，电容c2给电容c3充电，逻辑控制信号sw1关闭同时逻辑控制信号sw2打开，逻辑控制信号sw2控制mos管m4导通，电容c2将电荷泄放为零、电容c2复位，电容c3上的电压v3通过mos管m6、三极管q1、mos管m8和三极管q2传递到电阻r3上，电阻r3上的电流为补偿电流icm，并通过由mos管m12和mos管m13组成的电流镜输入到电流比较器a1的反相端。

进一步的，mos管m3导通期间恒流源i2对电容c2充电至电压v2，电压v2与功率管m1和mos管m3的导通时间有关，v2＝ton*i2/c2,其中，ton为功率管m1和mos管m3的导通时间，i2为mos管m2的电流。

进一步的，电容c3充电平衡后的电压v3，根据能量守恒定律可得，v3为：

进一步的，电容c2复位后，使得mos管m3在下一个导通周期能够正常被检测到导通时间大小。

进一步的，mos管m6的源极与三极管q1连接，三极管q1与mos管m8的源极连接，mos管m8的栅极与漏极连接并且与三极管q2和mos管m9的漏极连接，三极管q2与电阻r3连接，mos管m7复制mos管m2的电流，mos管m7的漏极与三极管q1和mos管m8的源极连接，mos管m7的电流为i2，流过三极管q1的电流为i3，mos管m8的电流为i4，并且i3＝i2-i4。

进一步的，mos管m9的栅极与mos管m10的栅极连接，mos管m10的栅极与漏极连接，mos管m10的漏极还与mos管m11的漏极连接，mos管m12的漏极与三极管q2连接，mos管m12的栅极与漏极连接，mos管m8的电流为i4通过电流镜mos管m9和mos管m10复制mos管m11的电流而来，mos管m2与mos管m11之间的电流比为1：m，mos管m9与mos管m10之间的电流比为1：1，通过控制m的值使得电容c3上的电压能够传递到电阻r3上。

进一步的，电阻r3上的电压为vc2-vgs6+vbe1+vgs8-vbe2，其中，vc2为电容c2两端电压，vgs6为mos管m6栅源两端电压，vbe1为三极管q1基极发射极两端电压，vgs8为mos管m8栅源两端电压，vbe2为三极管q2基极发射极两端电压，调节合适的电流大小，使得vgs6＝vgs8,vbe1＝vbe2,即mos管m6栅源两端电压与mos管m8栅源两端电压相等，三极管q1基极发射极两端电压与三极管q2基极发射极两端电压相等，使得电容c3上的电压可传递到电阻r3上，并能够产生补偿电流icm通过电流镜m12和m13偏置给电流比较器a1的反相端，mos管m12与mos管m13之间的电流比为1：1。

进一步的，补偿电流icm＝v3/r3，而v3与功率管m1和mos管m3的导通时间ton成正比，经化简

附图说明

图1为反激式ac/dc开关电源拓扑结构图。

图2为不同线电压下系统延迟对峰值电流的影响图。

图3为现有技术的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路的电路图。

图4为本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路的电路图。

图5为本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路的电阻网络电路的电路图。

图6为本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路的线电压补偿曲线图。

图7为本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路的补偿电路的电路图。

图8为本申请的反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路的补偿电路的逻辑控制信号波形图。

具体实施方式

描述以下实施例以辅助对本申请的理解。不意在且不应当以任何方式将实施例解释成为限制本申请的保护范围。

在以下描述中，本领域的技术人员将认识到，在本论述的全文中，组件可描述为单独的功能单元(可包括子单元)，但是本领域的技术人员将认识到，各种组件或其部分可划分成单独组件，或者可整合在一起(包括整合在单个的系统或组件内)。

此外，附图内的组件或系统之间的连接并不旨在限于直接连接。相反，在这些组件之间的数据可由中间组件修改、重格式化、或以其它方式改变。另外，可使用另外或更少的连接。还应注意，术语“联接”、“连接”、或“输入”应理解为包括直接连接、通过一个或多个中间设备来进行的间接连接、和无线连接。

实施例1：

一种反激式ac/dc开关电源的线电压补偿电路，如图4-图8所示，包括：驱动芯片、功率管m1、电流采样电路、电阻网络电路、电流比较器a1、导通时间检测模块、补偿电路和电阻r1，所述驱动芯片与功率管m1的栅极连接，电流采样电路与功率管m1的漏极连接，功率管m1的源极与地线相连接，电流采样电路的输出端与电阻网络电路的输入端连接，电阻网络电路的输出端与电流比较器a1的同相端连接，所述电流采样电路采集流过功率管m1的电流并将采样电流id输出到电阻网络电路，电阻网络电路将采样电流转换成采样电压vcs并输出到电流比较器a1的同相端；所述导通时间检测模块检测不同线电压在一个周期内的功率管m1的导通时间，导通时间检测模块的输出端与补偿电路的输入端连接，补偿电路的输出端以及电阻r1与电流比较器a1的反相端连接，电流比较器a1的反相端还接入了偏置电压v1，电流比较器a1的输出端与驱动芯片连接，所述补偿电路输出的补偿电流icm与所述功率管m1的导通时间成正比，通过电阻r1将补偿电流转换为补偿电压vcm，电流比较器a1的反相端的参考电压vref为偏置电压v1与补偿电压vcm相加之和，线电压越小，所述功率管m1的导通时间越长，补偿电流icm也越大，输入到电流比较器a1的反向端的参考电压vref越大，使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs变大，峰值电流增大的程度越大，反之线电压越大、峰值电流增大的程度越小，经过系统延迟固定的td时间后，使得在不同的线电压下控制峰值电流ipeak相同，峰值功率恒定。

所述电流采样电路按照1000:1的比例系数，采集流过功率管m1的电流。所述电阻网络电路包括开关管m14和电阻r2，采样电流id经开关管m14流入到电阻r2，开关管m14的栅极为低电平时导通，开关管m14打开时的信号为低电平ton_n，开关管m14的漏极与电阻r2和电流比较器a1的同相端连接，电阻r2的另一端接地。ton_n为低电平时功率管m14导通，采样电流id流过电阻r2得到采样电压vcs，vcs＝id*r2。给定的偏置电流i1与电流比较器a1的反向端连接，并且偏置电流i1与电阻r1连接，通过电阻r1将偏置电流i1转换为偏置电压v1，v1＝i1*r1。偏置电流i1和补偿电流icm一起流入电阻r1产生电流比较器a1的反相端的参考电压vref，参考电压vref为：vref＝v1+vcm＝i1*r1+icm*r1，参考电压vref与补偿电流icm成正比。电流比较器a1同相端的采样电压vcs大于反相端的参考电压vref时，电流比较器a1的输出信号发生电平跳变从而输出信号到驱动芯片控制功率管m1的导通时间，线电压越小，使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs需要变大，反之使得电流比较器a1发生翻转时的采样电压vcs需要变小，从而实现峰值功率恒定。电源电压265vac时峰值电流为ipeak1，85vac时的峰值电流为ipeak2，电源电压265vac时峰值电流ipeak1小于85vac时的峰值电流ipeak2，使得经过延迟td后的峰值电流ipeak相同。

功率管m1的导通时间经过补偿电路转换成补偿电流icm，补偿电流icm与功率管m1的导通时间ton成正比，所述功率管m1的导通时间越长，补偿电流icm也越大，反之所述功率管m1的导通时间越小，补偿电流icm也越小。所述补偿电路包括:mos管m2、mos管m3、mos管m4、mos管m5、mos管m6、mos管m7、mos管m8、mos管m9、mos管m10、mos管m11、mos管m12、mos管m13、电容c2、电容c3、三极管q1、三极管q2和电阻r3，所述mos管m2、mos管m7和mos管m11栅极均与外部偏置vb连接、并且源极均相互连接，mos管m2可等效成电流源i2，mos管m2的漏极与mos管m3的源极连接，mos管m3的栅极接入功率管m1导通信号ton_p，mos管m3的漏极与电容c2连接，mos管m4与电容c2两端连接，mos管m5的漏极与电容c2连接、源极与电容c3和mos管m6的栅极连接，mos管m3的栅极输入高电平ton_p，mos管m3打开使得电流源i2对电容c2充电，mos管m5的栅极输入逻辑控制信号sw1，mos管m4的栅极输入逻辑控制信号sw2，mos管m3导通期间电容c2充电，mos管m3关闭同时逻辑控制信号sw1打开，逻辑控制信号sw1控制mos管m5导通，电容c2给电容c3充电，逻辑控制信号sw1关闭同时逻辑控制信号sw2打开，逻辑控制信号sw2控制mos管m4导通，电容c2将电荷泄放为零、电容c2复位，电容c3上的电压v3通过mos管m6、三极管q1、mos管m8和三极管q2传递到电阻r3上，电阻r3上的电流为补偿电流icm，并通过由mos管m11和mos管m12组成的电流镜输入到电流比较器a1的反相端。mos管m3导通期间恒流源i2对电容c2充电至电压v2，电压v2与功率管m1和mos管m3的导通时间有关，v2＝ton*i2/c2,其中，ton为功率管m1和mos管m3的导通时间，i2为mos管m2的电流。电容c3充电平衡后的电压v3，根据能量守恒定律可得，v3为：电容c2复位后，使得mos管m3在下一个导通周期能够正常被检测到导通时间大小。mos管m6的源极与三极管q1连接，三极管q1与mos管m8的源极连接，mos管m8的栅极与漏极连接并且与三极管q2和mos管m9的漏极连接，三极管q2与电阻r3连接，mos管m7复制mos管m2的电流，mos管m7的漏极与三极管q1和mos管m8的源极连接，mos管m7的电流为i2，流过三极管q1的电流为i3，mos管m8的电流为i4，并且i3＝i2-i4。mos管m9的栅极与mos管m10的栅极连接，mos管m10的栅极与漏极连接，mos管m10的漏极还与mos管m11的漏极连接，mos管m12的漏极与三极管q2连接，mos管m12的栅极与漏极连接，mos管m8的电流为i4通过电流镜mos管m9和mos管m10复制mos管m11的电流而来，mos管m2与mos管m11之间的电流比为1：m，mos管m9与mos管m10之间的电流比为1：1，通过控制m的值使得电容c3上的电压能够传递到电阻r3上。电阻r3上的电压为vc2-vgs6+vbe1+vgs8-vbe2，其中，vc2为电容c2两端电压，vgs6为mos管m6栅源两端电压，vbe1为三极管q1基极发射极两端电压，vgs8为mos管m8栅源两端电压，vbe2为三极管q2基极发射极两端电压，调节合适的电流大小，使得vgs6＝vgs8,vbe1＝vbe2,使得电容c3上的电压可传递到电阻r3上，并能够产生补偿电流icm通过电流镜m12和m13偏置给电流比较器a1的反相端。补偿电流icm＝v3/r3，而v3与功率管m1和mos管m3的导通时间ton成正比，经化简

尽管本申请已公开了多个方面和实施方式，但是其它方面和实施方式对本领域技术人员而言将是显而易见的，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。本申请公开的多个方面和实施方式仅用于举例说明，其并非旨在限制本申请，本申请的实际保护范围以权利要求为准。