一种基于Buck变换器的占空比调制脉冲序列控制方法及装置

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法及其变换器装置。

背景技术：

脉冲序列(pulsetrain，pt)调制是近年来出现的一种新型非线性的开关变换器调制方法，其控制思想是：在每个开关周期起始时刻，控制器检测变换器输出电压，并判断其与电压基准值之间的大小关系。若输出电压小于电压基准值，控制器将产生一个占空比较大的高能量脉冲作为驱动信号作用与开关管；反之，若输出电压大于电压基准值，控制器将产生一个占空比较小的低能量脉冲。高、低能量脉冲通过一定的组合形式实现对开关变换器的控制。相对于传统的脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)和脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation，pfm)技术，pt调制具有瞬态响应快，控制器结构简单，无需补偿装置等优点。但pt调制仍存在稳定域不够宽，输出电压和电感电流的幅值变化大，变换器的稳态精度差等缺点。

脉冲序列控制应用于连续导电模式(continuousconductionmode，ccm)下，电感电流在一个开关周期的始末值不相等，使得ccm变换器控制相对复杂、稳定性相对较差。而脉冲序列控制应用于非连续导电模式(discontinuousconductionmode，dcm)下，开关周期开始和结束时刻的电感电流均为零，即一个开关周期内变换器中电感储能的变化量为零。因此控制脉冲周期内输出电压变换量即为输出电压变化量，所以采用ph脉冲工作时，变压器输出电压上升；反之，采用pl脉冲工作时，输出电压下降，这种特性与脉冲序列控制所期望的特性相符合。

因此，如何实现非连续导电模式下的且性能优异的脉冲序列调制就成为了待解决的问题。

技术实现要素：

针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种基于buck变换器的占空比调制脉冲序列控制方法及装置。该控制方法在稳态时脉冲序列循环周期的组合方式恒为“1高功率脉冲+不定周期零脉冲(零占空比空白脉冲)”或“1低功率脉冲+不定周期零脉冲”，使之克服现有脉冲序列控制工作在电感电流非连续导电模式时的技术缺点，具有输出电压纹波小，稳定性和抗干扰能力强，轻载或空载效率高，显著拓宽变换器工作范围等优点。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种基于buck变换器的占空比调制脉冲序列控制方法，其特征在于，在每个开关周期开始时，检测输出电压vo和输出电流io；比较输出电压vo和输出电压基准值vref，产生0或1的逻辑电平信号；根据0或1逻辑电平信号相适应地产生第一脉冲信号pl或第二脉冲信号ph；根据输出电压vo和输出电流io产生零脉冲调制信号t0；根据第一脉冲信号ph或第二脉冲信号pl以及零脉冲调制信号t0产生控制脉冲vp，用以控制变换器开关管的导通和关断。

进一步地，所述改进后的脉冲信号vp控制变换器开关使得每个脉冲周期结束时，输出电压值刚好等于基准电压值vref。

进一步地，所述输出电压基准值vref是输出电压的预期目标值。

一种改进型脉冲序列控制方法的装置，包括buck变换器和控制电路，所述buck变换器包括输入电压vin、开关管s、二极管d、电感l、电容c、电阻resr和负载r，所述控制电路包括采样/保持电路、比较器、脉冲信号产生器、预测模块、占空比调制器和驱动电路；

所述开关管s的漏极与输入电压vin的正极相连，栅极与驱动电路的输出端相连，漏极与二极管d的负极、电感l的一端相连，所述电感l的另一端与电容c的一端、负载r的一端相连，电容c的另一端与电阻resr一端相连，电阻resr的另一端与输入电压vin的负极、二极管d的正极和负载r的另一端相连；

所述采样/保持电路与负载r并联，用于实时检测负载r的输出电压vo和输出电流io，并将输出电压vo和输出电流io传输至预测模块，将输出电压vo传输至比较器；所述比较器的输入端与采样/保持电路的输出端相连，用于比较基准电压vref和输出电压vo，并将比较结果传输至脉冲信号产生器；所述脉冲信号产生器的输入端与比较器的输出端相连，用于根据比较结果产生第一脉冲信号，并将第一脉冲信号传输至占空比调制器；所述预测模块的输入端与采样/保持电路的输出端相连，用于根据输出电压vo和输出电流io产生第二脉冲信号，并将第二脉冲信号传输至占空比调制器；所述占空比调制器用于根据第一脉冲信号和第二脉冲信号产生第三脉冲，并将第三脉冲传输至驱动电路，所述驱动电路用于根据第三脉冲控制开关管的的导通和关断。

进一步地，所述第二脉冲信号为零脉冲信号；所述第一脉冲信号为高脉冲信号或低脉冲信号。

进一步地，所述驱动电路控制变换器开关使得每个脉冲周期结束时，输出电压值刚好等于基准电压值vref。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明所提出的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法，能在保持传统脉冲序列调制负载瞬态性能好的优点的前提下，显著减小输出电压的纹波和稳态误差的绝对值，同时拓宽了变换器工作范围，使变换器最小工作功率可以为零。

附图说明

图1为本发明提供的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法的电路结构框图。

图2为本发明提供的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法与传统脉冲序列控制方法的对比示意图。

图3为采用本发明提供的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法的buck变换器稳态工作时的主要波形示意图。

图4为传统的pt控制buck变换器的稳态时域仿真波形。

图5为本发明和传统脉冲序列控制的仿真波形对比图。

图6为本发明和传统脉冲序列控制在负载变换时的仿真波形对比图。

图7为本发明和传统脉冲序列控制在负载变换时的仿真波形对比图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

图1为本发明提供的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法的电路结构框图，该控制方法的装置包括buck变换器和控制电路，所述buck变换器包括输入电压vin、开关管s、二极管d、电感l、电容c、电阻resr和负载r，所述控制电路包括采样/保持电路、比较器、脉冲信号产生器、预测模块、占空比调制器和驱动电路；

所述开关管s的漏极与输入电压vin的正极相连，栅极与驱动电路的输出端相连，源极与二极管d的负极、电感l的一端相连，所述电感l的另一端与电容c的一端、负载r的一端相连，电容c的另一端与电阻resr一端相连，电阻resr的另一端与输入电压vin的负极、二极管d的正极和负载r的另一端相连；

所述采样/保持电路与负载r并联，同时输出端分别于预测模块的输入端和比较器的输入端相连；所述比较器的输出端与脉冲信号产生器的输入端相连，脉冲信号产生器的输出端和预测模块的输出端均与占空比调制器的输入端相连；所述占空比调制器输出端与驱动电路输入端相连，所述驱动电路的输出端与开关管s的漏极相连。

采用如图1所示装置进行变换器的控制具体过程为：

在每个开关周期开始时，检测输出电压vo和输出电流io；将输出电压vo和输出电压基准值vref送入到比较器产生0或1的逻辑电平信号；将0或1逻辑电平信号送入脉冲产生器产生脉冲信号ph或pl(输出电压小于基准值vref，则产生脉冲逻辑电平信号1，对应产生高脉冲信号ph)，同时将vo、io送入预测模块用于产生零脉冲调制信号t0；将ph(或pl)和t0送入占空比调制器，产生改进后的脉冲信号vp，用以控制变换器开关管的导通和关断。其中零脉冲调制信号t0的计算公式为：

公式中，vin为变换器输入电压，l为电感值，c为输出电容值，ton为当前周期所选取的脉冲信号的脉宽，ti为当前周期所选取的脉冲信号周期，其中，th(高频率脉冲周期)和tl(低频率脉冲周期)统称ti。

图2为本发明提供的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法与传统脉冲序列控制方法的对比示意图，其中ts为非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法的一个周期，th为传统脉冲序列控制方法的一个周期。从图中可以看出，其区别在于本发明的控制方法在传统脉冲序列控制的每个脉冲后加上一定持续时间t0的零脉冲信号drm-final，以达到让每个脉冲周期结束时输出电压值刚好等于基准电压值vref。当一个开关周期开始时，传统脉冲序列控制方法中一个周期开始时检测到输出采样电压vo低于输出电压基准值vref，故本周期选取输出的脉冲为高频率脉冲，其周期为th，在高功率脉冲结束后继续执行时间为t0的零脉冲信号，高功率脉冲与零脉冲信号一起组合成为了一个新的周期为ts的循环周期；即再延长一段关断时间以达到使输出电压在周期结束时等于基准电压值vref(vo_ref)的目的。

用plecs仿真软件对本发明的控制方法进行时域仿真分析，方法所适用的器件为非连续导电模式下的buck变换器。

仿真条件为：输入电压vin＝14v，电压基准值vref＝6v，电感l＝5.6uh，电容co＝500uf(其等效串联电阻为10mω)、负载电阻ro＝4.58ω，结果如下。

图3为采用本发明非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法的buck变换器稳态工作时的主要波形示意图，vo为输出电压信号、il为电感电流信号、t0为零脉冲调制信号、vp为驱动信号。从图中可以看出，采用本发明的buck变换器可以工作在电感电流非连续导电模式。在系统达到稳态后，一个开关周期tl加上相应时间的零脉冲信号t0组成一个循环周期ts，开关管s的控制脉冲vp的脉冲序列具体组合形式为：1ph(或pl)+t0时间零脉冲信号，实现了每个循环周期结束时输出电压回归基准值，且稳态时循环周期频率恒定。图3中vp的脉冲序列具体组合形式为：1pl(脉宽6μs，周期18μs)+25μs零脉冲信号。

图4为传统的pt控制buck控制器的输出电压信号vo、电感电流信号il及驱动信号vp的稳态时域仿真波形。从图4可以看出，传统pt控制的buck控制器具有较大稳态误差、纹波较大且循环周期长等现象。

图5为本发明(实线improvedvmbf)和传统脉冲序列控制(虚线vmbf)的仿真波形对比图，其仿真参数为：输入电压vin＝14v，电压基准值vref＝6v，电感l＝5.6uh，电容co＝500uf(其等效串联电阻为10mω)、负载电阻ro＝2ω。从图5可以看出，本发明对于传统双频率pt控制的buck变换器纹波和稳态误差较大的缺点有明显改善。

图6为本发明和传统脉冲序列控制在负载变换时的仿真波形对比图，其仿真参数为：输入电压vin＝14v，电压基准值vref＝6v，电感l＝5.6uh，电容co＝500uf(其等效串联电阻为10mω)、负载电阻变换前ro＝2ω，变换后ro＝4.58ω。

图7为本发明和传统脉冲序列控制在负载变换时的仿真波形对比图，其仿真参数为：输入电压vin＝14v，电压基准值vref＝6v，电感l＝5.6uh，电容co＝500uf(其等效串联电阻为10mω)、负载电阻变换前ro＝4.58ω，变换后ro＝13ω。

从图6和图7可以看出，传统pt控制具有较大的纹波和稳态误差，且在轻载情况下失去调节能力。本发明所提出的非连续导电模式占空比调制脉冲序列控制方法在变换器稳态时有更小的纹波和稳态误差，负载切换时同样能快速响应，且在轻载条件下也能保持稳定工作。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。