控制电路及应用其的谐振变换器的制作方法

1.本发明涉及电力电子技术，具体涉及功率变换技术，更具体地，涉及一种控制电路和应用其的谐振变换器。


背景技术：

2.谐振变换器相较于传统的开关变换器具有低开关损耗，高转换效率以及高功率密度等优势。在常规的多输出谐振变换器中，通过直接控制半桥中开关管的导通时间来调节多路输出信号，等效于是频率控制，而频率控制由于带宽有限谐振变换器的动态响应较差，影响系统性能。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明实施例提供了一种控制电路和应用其的谐振变换器，以解决现有的方案动态响应较差的问题。
4.根据本发明实施例的第一方面，提供一种控制电路，用于控制，所述谐振变换器至少包括两路输出信号，其特征在于，所述控制电路包括：
5.电荷反馈电路，用于获取表征流经谐振电路的谐振电流的电荷反馈信号；
6.开关控制信号产生电路，根据所述电荷反馈信号，以及表征第一输出信号误差信息的第一反馈信号和表征第二输出信号误差信息的第二反馈信号，生成用于控制所述谐振变换器的开关控制信号。
7.优选地，所述谐振变换器包括开关电路，其用于产生周期性方波电压以驱动所述谐振电路，当所述开关电路中的第一开关单元导通时，变压器初级侧的能量通过第一次级绕组传输到第一输出端；当所述开关电路中的第二开关单元导通时，所述变压器初级侧的能量通过第二次级绕组传输到第二输出端，其中，所述第一输出端输出所述第一输出信号，所述第二输出端输出所述第二输出信号。
8.优选地，所述开关控制信号产生电路基于所述电荷反馈信号以及所述第一反馈信号，决定所述第二开关单元的关断时刻；且基于所述电荷反馈信号以及所述第二反馈信号，决定所述第一开关单元的关断时刻。
9.优选地，所述电荷反馈信号的直流分量与一偏置电压相等。
10.优选地，所述开关控制信号产生电路在所述电荷反馈信号上升至所述偏置电压与所述第二反馈信号的和时，生成无效状态的第一控制信号以使得所述第一开关单元关断，此时所述开关电路产生的周期性方波电压由相应于输入电压的高电压切换到相应于参考地的低电压。
11.优选地，所述开关控制信号产生电路在所述电荷反馈信号下降至所述偏置电压与所述第一反馈信号的差值时，生成无效状态的第二控制信号以使得所述第二开关单元关断，此时所述开关电路产生的周期性方波电压由相应于参考地的低电压切换至相应于输入电压的高电压。
12.优选地，所述第一开关单元与所述第二开关单元的导通时间互不重合，且两者之间具有死区时间。
13.优选地，所述电荷反馈电路基于对所述谐振电路中的谐振电容进行分压后获得所述电荷反馈信号的交流分量，将所述交流分量抬升偏置电压后，获得所述电荷反馈信号。
14.优选地，所述电荷反馈电路并联连接在所述谐振电容的两端，其由串联连接的第一分压电容和第二分压电容构成，在所述第一分压电容和第二分压电容的公共节点生成表征所述电荷反馈信号的交流分量的分压电压。
15.优选地，所述电荷反馈电路通过产生与所述谐振电流呈相同趋势变化的积分电流，然后利用一电容器根据所述积分电流进行充放电以产生所述电荷反馈信号的交流分量，将所述交流分量抬升偏置电压后，获得所述电荷反馈信号。
16.优选地，所述电荷反馈电路在每个所述死区时间内，使得所述电荷反馈信号被箝位至偏置电压。
17.优选地，所述电荷反馈电路基于对所述谐振电路中的谐振电容进行分压，且将分压电压在所述第一开关单元的关断时刻以及所述第二开关单元的关断时刻箝位至偏置电压，以获得直流分量与所述偏置电压相等的电荷反馈信号。
18.优选地，所述开关电路包括至少一个半桥。
19.优选地，所述偏置电压的取值被配置为避免使得所述控制电路的参数出现负值。
20.根据本发明实施例的第二方面，提供一种谐振变换器，包括：上述的任一项控制电路，还包括：
21.开关电路，包括至少一个半桥；
22.变压器，包括初级绕组和两个次级绕组；
23.谐振电容，与所述初级绕组串联连接以构成谐振电路。
24.与现有技术相对，本发明中谐振变换器本发明的谐振变换器通过对谐振电流进行采样，以产生表征输入电荷的电荷反馈信号，并根据电荷反馈信号以及两路输出的反馈信号生成开关控制信号，以通过改变开关电路中晶体管的关断时刻实现晶体管导通时间的调节。该控制方法等效于在两路输出的闭环控制基础上都增加了一级电荷内环，但是整个控制环路简化为近似一阶系统，从而可以控制到更高的带宽，具有更优异的动态响应性能，由于控制简单，成本很少，因此更易于实现。
附图说明
25.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
26.图1是本发明第一实施例的带有控制电路的谐振变换器的电路图；
27.图2是本发明第二实施例的带有控制电路的谐振变换器的电路图；
28.图3是本发明的谐振变换器的一个工作波形图；
29.图4是本发明的谐振变换器的另一个工作波形图；
30.图5是本发明第三实施例的带有控制电路的谐振变换器的电路图。
具体实施方式
31.以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
32.此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
33.同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
34.除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
35.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
36.图1是本发明第一实施例的带有控制电路10的谐振变换器的电路图。如图1所示，本实施例的谐振变换器包括开关电路14，开关电路14包括至少一个半桥，该半桥包括位于输入电压vin和参考地gnd之间的至少第一晶体管q1和第二晶体管q2。开关电路14由控制电路10控制产生周期性方波电压v
hb
。开关电路14用于驱动谐振电路15。这里，谐振拓扑以llc电路为例，谐振电路15包括串联连接至晶体管q1和q2的公共连接点hb的电感lr，原边绕组lp，谐振电容c
r
。谐振电容c
r
的第一端连接至原边绕组lp，谐振电容c
r
的第二端直接或者通过一谐振电阻连接至参考地gnd。原边绕组lp与两个次级绕组ls1和ls2均耦合，并共同构成变压器t。第一次级绕组ls1连接至二极管d1的阳极，二极管d1阴极连接至输出电容co1，在输出电容co1的非接地端即第一输出端输出第一输出信号，这里第一输出信号为输出电压vo1和/或输出电流i
out1
；第二次级绕组ls2连接至二极管d2的阳极，二极管d2阴极连接至输出电容co2，在输出电容co2的非接地端即第二输出端输出第二输出信号，这里第二输出信号为输出电压vo2和/或输出电流i
out2
。应理解，谐振拓扑不限于llc电路，且电感lr可以为原边绕组lp的漏感或者额外增加的辅助电感，并且电感lr和谐振电容c
r
的位置不限于此，只要串联在谐振回路中即可。应理解，这里的输出信号可以为输出电压，也可以为输出电流，可以根据实际要求恒流输出还是恒压输出来决定控制对象。
37.以上以半桥llc谐振变换器为例进行说明，本领域技术人员应当理解，谐振变换器并不限于半桥拓扑，全桥谐振变换器也可以适用，此外，谐振电路也并不限于llc，其他谐振电路例如lcc等也同样适用。
38.具体地，当开关电路14中的第一开关单元导通时，变压器t初级侧的能量通过第一次级绕组ls1传输到第一输出端；当开关电路14中的第二开关单元导通时，所述变压器t初级侧的能量通过第二次级绕组ls2传输到第二输出端，其中，在第一输出端输出所述第一输
出信号，且在第二输出端输出所述第二输出信号。这里，由于开关电路14由一个半桥电路构成为例来加以说明，所以，第一开关单元指的是第一晶体管q1，第二开关单元指的是第二晶体管q2。
39.与之相适应的是，谐振变换器的两个输出端，分别对应变压器t的两个具有不同的同名端的次级绕组，两路输出端分别与第一控制电路和第二控制电路相连，以调节各自的电压信号或电流信号，并产生反馈信号传递到原边的控制电路10。
40.具体地，第一控制电路用于调节第一输出信号，第一控制电路用于根据采样的表征第一输出信号的第一信号vfb1(未示出)和第一基准信号的误差进行补偿以产生第一反馈信号v
c1
并传递至原边侧的控制电路10；同理，第二控制电路用于调节第二输出信号，第二控制电路用于根据采样的表征第二输出信号的第二信号vfb2(未示出)和第二基准信号的误差进行补偿以产生第二反馈信号v
c2
并传递至原边侧的控制电路10。优选地，第一控制电路和第二控制电路通过隔离耦合器将第一反馈信号v
c1
和第二反馈信号v
c2
传递给原边侧的控制电路10，例如隔离耦合器可以为光耦。
41.控制电路10包括电荷反馈电路11、开关控制信号产生电路12以及驱动电路13。
42.电荷反馈电路11连接至谐振电容c
r
的第一端，用以采样流经谐振电路的谐振电流以生成电荷反馈信号vcfb。电荷反馈信号vcfb的直流分量与一偏置电压v
bias
相等。在一种可能的实施方式中，电荷反馈电路11基于对所述谐振电路中的谐振电容c
r
两端的电压进行分压后获得电荷反馈信号的交流分量vcfb1，将交流分量vcfb1抬升偏置电压v
bias
后，获得电荷反馈信号vcfb。在另一种可能的实施方式中，电荷反馈电路11通过产生与所述谐振电流呈相同趋势变化的积分电流，然后利用一电容器根据所述积分电流进行充放电以产生电荷反馈信号的交流分量vcfb1，将交流分量vcfb1抬升偏置电压v
bias
后，获得电荷反馈信号vcfb。
43.这里，需要说明的是，我们需要对电荷反馈信号vcfb的直流偏置进行控制的原因在于：电荷反馈电路11在采样过程中，较难直接地获取电荷反馈信号vcfb的实际值，而其交流分量vcfb1我们可以直接获得，在获得其交流分量vcfb1后，进而可以通过控制将其直流分量设置为合理的偏置电压v
bias
，而该偏置电压v
bias
的取值，优选地，需要避免使得控制电路中出现负的参数值。
44.开关控制信号产生电路12根据电荷反馈信号vcfb、表征第一输出信号误差信息的第一反馈信号v
c1
和表征第二输出信号误差信息的第二反馈信号v
c2
生成用于控制开关电路14的开关控制信号。具体地，开关控制信号包括用于控制第一晶体管q1通断状态的第一控制信号pwmh以及用于控制第二晶体管q2通断状态的第二控制信号pwml。其中，第一控制信号pwmh和第二控制信号pwml互补。当然，应理解，为了避免第一晶体管q1和第二晶体管q2同时导通，第一控制信号pwmh和第二控制信号pwml之间会预留死区时间。也即，当第一晶体管q1关断时，经过死区时间后第二晶体管q2导通，当第二晶体管q2关断时，经过死区时间后，第一晶体管q1导通。
45.具体地，开关控制信号产生电路12基于电荷反馈信号vcfb以及第一反馈信号v
c1
，决定第二开关单元，即第二晶体管q2的关断时刻；且基于电荷反馈信号vcfb以及所述第二反馈信号v
c2
，决定所述第一开关单元，即第一晶体管q1的关断时刻，以此产生相应的开关控制信号来控制开关电路14中第一晶体管q1和第二晶体管q2的开关动作，从而控制谐振变换
器实现能量转换。
46.进一步地，开关控制信号产生电路12在电荷反馈信号vcfb上升至偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
时，生成无效状态的第一控制信号pwmh以使得第一晶体管q1关断，第二晶体管q2开通(经死区时间后)，此时开关电路14产生的周期性方波电压v
hb
由相应于输入电压vin的高电压切换到相应于参考地gnd的低电压；开关控制信号产生电路12在电荷反馈信号vcfb下降至偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值v
bias
‑
v
c1
时，生成无效状态的第二控制信号pwml以使得所述第二晶体管q2关断，第一晶体管q1开通(经死区时间后)，此时开关电路14产生的周期性方波电压v
hb
由相应于参考地gnd的低电压切换至相应于输入电压vin的高电压。
47.驱动电路13接收第一控制信号pwmh和第二控制信号pwml，并据以生成相应的驱动信号以分别驱动第一晶体管q1和第二晶体管q2进行开关动作。
48.由此可知，本发明的控制电路，在谐振变换器的每一路负载变化时，随着相应的反馈信号的变化，电荷反馈信号的上限值和/或下限值也会随之变化，从而通过改变开关电路中晶体管的关断时刻实现了晶体管导通时间的调节。该控制方法等效于在两路输出的闭环控制基础上都增加了一级电荷内环，但是整个控制环路简化为近似一阶系统，从而可以控制到更高的带宽，具有更优异的动态响应性能，由于控制简单，成本很少，因此更易于实现。
49.图2是本发明第二实施例的带有控制电路20的谐振变换器的电路图。其与图1中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。如图3所示，控制电路20包括电荷反馈电路21、开关控制信号产生电路22以及驱动电路23。其中，驱动电路23与上个实施例中的驱动电路13具有相同的电路结构以及工作原理，在此不再赘述。
50.在本发明实施例中，电荷反馈电路21用以采样流经谐振电路的谐振电流以生成电荷反馈信号vcfb。电荷反馈信号vcfb的直流分量与一偏置电压v
bias
相等。具体地，电荷反馈电路21基于对所述谐振电路中的谐振电容c
r
两端的电压进行分压后获得表征电荷反馈信号的交流分量的分压电压vcfb2，并将分压电压vcfb2经过高通滤波后获得电荷反馈信号vcfb的交流分量，将该交流分量抬升偏置电压v
bias
(即与偏置电压v
bias
叠加)后，获得电荷反馈信号vcfb。电荷反馈电路21并联连接在谐振电容c
r
的两端，其由串联连接的第一分压电容c1和第二分压电容c2构成，且在第一分压电容c1和第二分压电容c2的公共节点生成表征电荷反馈信号的交流分量vcfb1的分压电压vcfb2。
51.开关控制信号产生电路22基于电荷反馈信号vcfb以及第一反馈信号v
c1
，决定第二晶体管q2的关断时刻；且基于电荷反馈信号vcfb以及所述第二反馈信号v
c2
，决定第一晶体管q1的关断时刻。
52.具体地，开关控制信号产生电路22在电荷反馈信号vcfb上升至偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
时，生成无效状态的第一控制信号pwmh以使得第一晶体管q1关断，开关控制信号产生电路12在电荷反馈信号vcfb下降至偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值v
bias
‑
v
c1
时，生成无效状态的第二控制信号pwml以使得所述第二晶体管q2关断。
53.进一步地，开关控制信号产生电路22包括第一比较器cmp1、第二比较器cmp2以及pwm逻辑电路。第一比较器cmp1的反相输入端接收电荷反馈信号vcfb，同相输入端接收偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值v
bias
‑
v
c1
，以在输出端输出用于指示第二晶体管q2关断的第二关断信号vq2；第二比较器cmp2的正相输入端接收电荷反馈信号vcfb，反相输入端接
收偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
，以在输出端输出用于指示第一晶体管q1关断的第一关断信号vq1。pwm逻辑电路根据第一关断信号vq1以及第二关断信号vq2生成第一控制信号pwmh以及第二控制信号pwml。
54.图3是本发明采用第二实施例控制电路的谐振变换器的工作波形图。下面结合图2来阐述下本发明的谐振变换器的工作原理。这里以第一路的负载i
out1
增加为例来示意一个调节过程。
55.如图3所示，在t0时刻，第一控制信号pwmh为高电平，第二控制信号pwml为低电平，第一晶体管q1导通，第二晶体管q2关断。开关电路14产生高电压的周期性方波v
hb
以驱动谐振电路；
56.在t1时刻，电荷反馈信号vcfb上升至偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
，第二比较器cmp2输出端输出用于指示第一晶体管q1关断的第一关断信号vq1，第一控制信号pwmh由高电平切换为低电平，第二控制信号pwml由低电平切换为高电平(在此忽略死区时间)，第一晶体管q1关断，第二晶体管q2导通，周期性方波电压v
hb
由相应于输入电压vin的高电压切换为相应于参考地gnd的低电压；
57.在t2时刻，下一个工作周期开始，电荷反馈信号vcfb下降至偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值v
bias
‑
v
c1
，第一控制信号pwmh由低电平切换为高电平，第二控制信号pwml由高电平切换为低电平，开关电路产生的周期性方波电压v
hb
由低电压切换至高电压；
58.在t3时刻，电荷反馈信号vcfb再次上升至偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
时，第一控制信号pwmh由高电平切换为低电平，第二控制信号pwml由低电平切换为高电平，第一晶体管q1关断，第二晶体管q2导通，此时第一路的负载i
out1
增加，使得第一反馈信号v
c1
增加，偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值v
bias
‑
v
c1
减小，从而使得电荷反馈信号vcfb下降至偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值v
bias
‑
v
c1
的时间增加，进而第二晶体管q2导通的时间增加，直到t4时刻，第二晶体管q2导通才关断。由于该阶段内第二晶体管q2导通的时间增加，使得在后续第一晶体管q1导通期间，谐振电路具有更大的初始能量，能向负载传递更多能量，维持负载电流的增加，以此达到增大第一路的负载i
out1
的调节目的。
59.图4是本发明采用第二实施例控制电路的谐振变换器的另一个工作波形图。这里以第二路的负载i
out2
减小为例来阐述调节原理。同理，当第二路的负载i
out2
减小时，使得第二反馈信号v
c2
减小，从而使得电荷反馈信号vcfb上升至偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
的时间减小，第一晶体管q1的关断时刻将会较早到来，进而第一晶体管q1导通的时间减小。由于第一晶体管q1导通的时间减小，使得在后续第二晶体管q2导通期间，谐振电路具有更小的初始能量，能向负载传递更少的能量，维持负载电流的减小，以此达到减小第二路的负载i
out2
的调节目的。
60.需要说明的一点是，在实际电路工作时，一路输出负载的变化不仅会导致对应控制电路输出的反馈信号的变化，也会导致另一路控制电路输出的反馈信号的变化。这是因为谐振变换器输出的总功率与两路的反馈信号均相关，故两路输出的功率存在耦合，调节一路输出信号也会导致另一路的输出功率发生变化。因此，为了保持另一路的输出功率不变，另一路的控制电路也会对其输出信号进行适应性调节。
61.图5为本发明第三实施例的带有控制电路30的谐振变换器的电路图。其与图2中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。本发明实施例与上述实施例的区别仅在于，电荷
反馈电路31的结构和工作原理不同。
62.如图5所示，电荷反馈电路31用以采样流经谐振电路的谐振电流以生成电荷反馈信号vcfb。电荷反馈信号vcfb的直流分量与一偏置电压v
bias
相等。具体地，电荷反馈电路31基于对所述谐振电路中的谐振电容c
r
两端的电压进行分压，且在电荷反馈信号vcfb上升至偏置电压v
bias
与第二反馈信号v
c2
的和v
bias
+v
c2
时，即第一控制信号pwmh的下降沿，以及在在电荷反馈信号vcfb下降至偏置电压v
bias
与第一反馈信号v
c1
的差值时，即第二控制信号pwml的下降沿，将所述分压电压箝位至偏置电压v
bias
，以此获得直流分量为偏置电压v
bias
的电荷反馈信号vcfb。
63.电荷反馈电路31并联连接在谐振电容c
r
的两端，其由串联连接的第一分压电容c1和第二分压电容c2构成，且第一分压电容c1和第二分压电容c2的公共节点通过一开关k连接至偏置电压v
bias
，开关k受控制于一或门电路or的输出信号v
or
，或门电路接收第一控制信号pwmh的下降沿信息以及第二控制信号pwml的下降沿信息，并在两者中的任意一个到来时输出高电平的输出信号v
or
以使得开关k导通一段很小的时间，且开关k仅在死区时间内导通，所以当第一晶体管q1导通时，电荷反馈信号vcfb从偏置电压v
bias
增长至上限；第一晶体管q1导通时，电荷反馈信号vcfb从偏置电压v
bias
下降至下限，从而将第一分压电容c1和第二分压电容c2的公共节点处的分压电压箝位在偏置电压v
bias
。该实施例中的电压反馈电路31，无需额外的电路模块控制使得分压电压的直流分量与偏置电压v
bias
相等，可直接在第一分压电容c1和第二分压电容c2的公共节点处获得电荷反馈信号vcfb。
64.综上所述，本发明的谐振变换器通过对谐振电流进行采样，以产生表征输入电荷的电荷反馈信号，并根据电荷反馈信号以及两路输出的反馈信号生成开关控制信号，以通过改变开关电路中晶体管的关断时刻实现晶体管导通时间的调节。该控制方法等效于在两路输出的闭环控制基础上都增加了一级电荷内环，但是整个控制环路简化为近似一阶系统，从而可以控制到更高的带宽，具有更优异的动态响应性能，由于控制简单，成本很少，因此更易于实现。
65.本发明实施例的技术方案通过在控制电路中内置电容器，并直接对谐振电流进行采样和转化，以产生表征输入电荷的电荷反馈信号，实现对谐振变换器的电荷控制。控制电路根据采样周期的不同将电荷反馈信号和不同的阈值信号进行比较，以产生用于控制开关电路的驱动信号，实现对谐振变换器的控制。
66.以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。