适用于双钳位零电压开关变换器的无缝模式切换系统的制作方法

1.本发明属于变换器技术领域，特别是一种适用于双钳位零电压开关变换器的无缝模式切换系统。


背景技术：

2.双钳位零电压开关变换器是一种隔离式dc/dc电路拓扑，因其结构简单，高效率，原副边隔离，宽输入输出范围等特点被广泛应用于通讯和军工等电源领域。如图1所示的双钳位零电压开关变换器，包括第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3、第四开关管q4和第五开关管q5，其中第三开关管又称为有源钳位管，以及一个功率变压器t，如图1虚线框内所示，功率变压器原边一端连接于第一开关管q1和第二开关管q2之间，另一端连接于有源钳位管q3和第四开关管q4之间，变压器副边一端连接于输出电压vo的正端，一端连接于第五开关管q5。图1还包含一个主控制器、有源钳位管控制器和同步整流控制器，主控制器用于产生第一开关管q1、第二开关管q2和第四开关管q4的控制信号s1、s2和s4，有源钳位管控制器产生有源钳位管q3的控制信号s3，同步整流控制器产生第五开关管q5的控制信号s5。输入源以电压v
in
向变换器输入功率，经过功率变换，以输出电压vo向负载提供功率。
3.双钳位零电压开关变换器具有多种控制方式，其中主流的方式为：临界导通模式(boundary conduction mode，bcm)和电流断续模式(discontinuous conduction mode，dcm)相结合的控制策略。当变换器的负载较轻时，变换器工作在dcm，此时双钳位零电压开关变换器在一个开关周期内具有四个工作阶段，如图2所示，具体为输入储能阶段，原副边能量传递阶段，谐振阶段，续流阶段。随着变换器负载的加重，续流阶段的维持时间逐渐缩短，当续流阶段的维持时间降低至零时，变换器进入bcm，如图3所示。当负载继续加重时，变换器通过降低开关频率以保证其工作在bcm。
4.但此控制方式在变换器负载较轻时存在一定的缺陷。随着变换器负载的逐渐降低，开关管q1的导通时间逐渐减小，此时激磁电感电流的幅值也随之降低。而开关管q2，开关管q3和开关管q5的零电压开通需要依靠激磁电感电流对其结电容进行完全放电，当激磁电感电流降低至一定的幅值，激磁电感电流在死区时间内不足以对开关管q2，开关管q3和开关管q5的结电容进行完全放电，此时开关管q2q3q5将无法实现零电压开通，进而产生较大的开通损耗，降低变换器的效率。此外，当变换器负载较轻时，变换器的驱动损耗占比将增加，同样会降低变换器的效率。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于针对上述现有技术存在的问题，提供一种适用于双钳位零电压开关变换器的无缝模式切换系统，通过降低变换器工作在轻载时的开关频率，提高变换器在轻载时的效率。为了降低变换器工作在轻载时的开关频率，可以使用多个具有不同频率特性的定时器，进而根据负载的大小，切换使用不同的定时器以调节开关频率。当变换器负载较轻时，可以切换至频率较低的定时器实现降频。为了避免定时器在切换点附近频繁切
换，通常需要引入滞环控制，而滞环控制的引入会造成变换器在定时器切换点处的开关频率存在突变，对变换器造成一定的冲击。
6.实现本发明目的的技术解决方案为：一种适用于双钳位零电压开关变换器的无缝模式切换系统，所述系统包括：
7.第一控制信号产生单元，用于产生第一开关管和第二开关管的控制信号s1和s2；
8.第二控制信号产生单元，用于产生第四开关管的控制信号s4；
9.周期定时器，用于控制变换器的开关频率，包括定频定时器、变频定时器；
10.定时器选择单元，用于选择切换周期定时器中不同频率特性的定时器；
11.误差放大器单元，用于输出误差信号v
err
。
12.进一步地，所述定时器选择单元包括滞环比较器、限幅单元、第一非门、第一开关以及第二开关；所述限幅单元用于对变频定时器的最高开关频率进行限制；
13.所述滞环比较器的正输入端连接误差放大器的输出信号v
err
，负输入端为定时器切换点v
set
；所述滞环比较器的输出sd通过第一开关连接定频定时器，同时通过第一非门、第二开关连接变频定时器；所述误差放大器单元的输出通过限幅单元连接变频定时器；所述滞环比较器的阈值电压为v
set1
和v
set2
，定频定时器、变频定时器的频率分别为f
s_max
、fb；
14.当负载逐渐加重，使得v
err
》v
set2
时，滞环比较器的输出信号sd置高，第一非门的输出信号sb置低，第一开关开通，第二开关关断，周期定时器由变频定时器切换至定频定时器，f(v
set2
)＝f
s_max
；当负载逐渐减轻，使得v
err
《v
set1
时,滞环比较器的输出信号sd置低，第一非门的输出信号sb置高，第一开关关断，第二开关开通，周期定时器由定频定时器切换至变频定时器，此时f(v
set1
)《f
s_max
。
15.进一步地，所述变频定时器的频率表达式为：
[0016][0017]
式中，v
con
为受控量，v
err
作为变频定时器的受控量v
con
，v
set3
为限幅单元的限幅值。
[0018]
进一步地，所述滞环比较器的阈值电压v
set1
和v
set2
满足v
set2
》v
set1
》v
set3
。
[0019]
本发明与现有技术相比，其显著优点：1)本发明根据负载的大小，切换使用不同的定时器以调节开关频率；2)通过在变频定时器中加入限幅单元，限制变频定时器的最高频率等于定频定时器的频率，且进行合理的参数设计，可以有效避免定时器切换时造成的开关频率突变问题，保证变换器的开关频率随负载的变化而连续变化；3)由于变换器的开关频率与变频定时器频率完全相同，可以去除定频定时器和定时器选择单元，可大幅简化系统复杂度；4)实现简单，安全有效。
[0020]
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
[0021]
图1为双钳位零电压开关变换器的结构图。
[0022]
图2为双钳位零电压开关变换器在轻载时的时域波形图。
[0023]
图3为双钳位零电压开关变换器在重载时的时域波形图。
[0024]
图4为现有控制策略的控制框图。
[0025]
图5为双钳位零电压开关变换器在现有控制策略下主要工作波形图，其中图(a)为
负载较轻时双钳位零电压开关变换器在现有控制策略下主要工作波形图，图(b)为重载时对变换器进行降频，双钳位零电压开关变换器在现有控制策略下主要工作波形图。
[0026]
图6为变换器现有控制方式下的开关频率随负载的变化曲线图。
[0027]
图7为一个实施例中定频定时器和变频定时器切换控制框图。
[0028]
图8为一个实施例中定频定时器和变频定时器的频率特性曲线图。
[0029]
图9为一个实施例中引入滞环比较器的定频和变频定时器切换控制框图。
[0030]
图10为一个实施例中滞环比较器的外特性图。
[0031]
图11为一个实施例中定频定时器和变频定时器切换工作时频率曲线图，其中图(a)为周期定时器由变频定时器切换至定频定时器时频率曲线图，图(b)为周期定时器由定频定时器切换至变频定时器时频率曲线图。
[0032]
图12为一个实施例中引入限幅单元的定频和变频定时器切换控制框图。
[0033]
图13为一个实施例中加入限幅单元后的定频定时器和变频定时器的频率曲线图。
[0034]
图14为一个实施例中加入限幅单元后随负载大小改变的频率曲线图，其中图(a)、(b)分别为变换器负载逐渐增加、降低时开关频率的变化曲线图。
[0035]
图15为一个实施例中所提无缝模式切换控制具体实现框图。
[0036]
图16为一个实施例中所提无缝模式切换控制硬件电路测试波形图，其中图(a)为变换器的负载加重，定时器由变频定时器切换至定频定时器时的测试波形图；图(b)为变换器的负载减轻，定时器由定频定时器切换至变频定时器时的测试波形图。
[0037]
图17为一个实施例中单变频定时器工作结构框图。
具体实施方式
[0038]
为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
[0039]
需要说明，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
[0040]
图4给出了现有主控制器的具体实现框图。其中，v
in
为变换器的输入电压，c1，c2分别为s1、s2产生单元和周期定时器电容，sw1和sw2分别为其放电开关管，vccs1和vccs2为压控电流源，其中vccs1的受控量为变换器的输入电压v
in
，vccs2的受控量为5v基准电压，vb为有源钳位管q3和第四开关管q4的连接点对地电压，v
ref
、v
ref1
和v
ref3
为基准电压，s1、s2和s4为第一开关管q1、第二开关管q2和第四开关管q4的控制信号，sr为与门的输出信号，同时也为系统的复位信号，v
err
为误差放大器输出信号。此控制结构主要分为四个模块，分别为误差放大器、s1和s2产生单元、周期定时器和s4产生单元。
[0041]
误差放大器模块的输入端为钳位电容电压vc，经过内部运算后输出误差信号v
err
，送入到s1、s2产生单元模块，用于控制第一开关管q1的导通时间，s1、s2产生单元的主要作用
为产生第一开关管q1、第二开关管q2的控制信号。s4产生单元模块接收来自s1和s2产生单元模块产生的q1关断信号，来作为q4的关断信号，模块内部产生q4的开通信号，最终形成q4的控制信号s4。周期定时器接收来自s4产生单元模块产生的vb电压跌落信号，产生系统的周期复位信号sr。
[0042]
周期定时器用于控制变换器的开关频率。系统的复位信号sr是一个短脉冲信号，其脉冲的间隔即为变换器的开关周期。sr由两个条件相与获得，具体为：比较器2的输出信号和比较器3的输出信号。
[0043]
当负载较轻时，如图5(a)所示，比较器3的输出先置为高电平，此时若直接系统复位，进入下一个周期，变换器将工作在crm，且负载越轻，变换器的开关频率越高，而这将显著增加变换器的损耗，且对系统的控制精度提出了更高的要求。为了限制变换器的最高开关频率，需加入了另一个复位信号，即比较器2的输出信号。只有当电容c2的电压达到基准电压v
ref1
时，比较器2的输出置高，此时才会进入下一个开关周期，由此限制了变换器的最高开关频率。为了方便描述，将最高开关频率定义为f
s_max
，相应的最短周期定义为t
min
。
[0044]
当负载较重时，如果变换器的工作频率不降低，变换器可能工作在ccm，此时变换器的开关管q1和q4将丧失zvs条件，变换器的损耗将急剧增加。因此，需要在重载时对变换器进行降频，如图5(b)所示。此时，比较器2的输出先置高，但进入下一个开关周期必须等到q4实现zvs，即比较器3的输出置高，由此实现重载降频功能。
[0045]
图6给出了变换器在此控制方式下的开关频率随负载的变化曲线，变换器在轻载时工作在最高开关频率f
s_max
，随着负载加重，变换器的开关频率逐渐降低。如上文所述，为了提高变换器在轻载时的效率，需要降低变换器工作在轻载时的开关频率实现。
[0046]
为了降低变换器工作在轻载时的开关频率，可以使用多个具有不同频率特性的定时器，如图7所示，其中定频定时器产生一个固定频率的锯齿波，其频率为f
s_max
；变频定时器根据受控量v
con
的大小产生频率时变的锯齿波，且受控量v
con
的幅值越大，频率越高，其频率可表征为fb＝f(v
con
)。图8给出了定频定时器和变频定时器的频率特性曲线。
[0047]
对于双钳位零电压开关变换器，变换器的负载越轻，其误差放大器输出信号v
err
的幅值越小，因而可以采用v
err
作为变频定时器的受控量v
con
。当v
err
大于定时器切换点v
set
时，表征变换器的负载较重，比较器的输出信号sd置高，非门gn的输出信号sb置低，此时qd开通，qb关断，周期定时器的输出为定频定时器的输出；当v
err
小于定时器切换点v
set
时，表征变换器的负载较轻，相应的sd置低，sb置高，qd关断，qb开通，周期定时器的输出为变频定时器的输出，此时变换器的开关频率随着负载大小变化而变化，且负载越轻，变换器的开关频率越低。
[0048]
为了避免定时器在切换点附近频繁切换，可以通过引入滞环比较器代替图8中的比较器，具体如图9所示，根据v
set
和滞环宽度即可确定滞环比较器的阈值电压v
set1
和v
set2
，其中v
set1
《v
set2
，滞环比较器的外特性如图10所示。当负载逐渐加重，使得v
err
》v
set2
时，周期定时器由变频定时器切换至定频定时器，为了保证切换时的频率连续性，设置f(v
set2
)＝f
s_max
，如图11(a)所示。但是当负载逐渐减轻，使得v
err
《v
set1
时,周期定时器由定频定时器切换至变频定时器，此时f(v
set1
)《f
s_max
，变换器的开关频率将发生突变，如图11(b)所示。对变换器造成一定的冲击，具体表现为变换器中功率器件的电流应力将突然增加，且变换器容易失稳。
[0049]
为了避免定时器切换时造成的频率突变问题，本发明提出一种无缝切换方法，包括如下措施：
[0050]
1：限制变频定时器的最高开关频率为f
s_max
；
[0051]
因为变频定时器的开关频率fb＝f(v
con
)，因此对v
con
的幅值进行限幅，即可限制变频定时器的最高开关频率，为此，本发明加入一个限幅单元，如图12所示，对变频定时器的最高开关频率进行限制。
[0052]
2：对滞环比较器的阈值电压v
set1
和v
set2
进行设计。
[0053]
图13给出了定频定时器和限频后的变频定时器的频率曲线。当v
con
》v
set3
时，变频定时器和定频定时器的频率相同。设置v
set2
》v
set1
》v
set3
，即可保证在定时器切换时，变换器的开关频率不会发生变化。图14(a)和(b)进一步给出了本发明所提方法在变换器负载逐渐增加和降低时开关频率的变化曲线，由图可得，变换器的开关频率连续，不存在开关频率突变的问题。
[0054]
基于上述分析，本发明提出了一种适用于双钳位零电压开关变换器的无缝模式切换系统，所述系统包括：
[0055]
第一控制信号产生单元，用于产生第一开关管q1和第二开关管q2的控制信号s1和s2；
[0056]
第二控制信号产生单元，用于产生第四开关管q4的控制信号s4；
[0057]
周期定时器，用于控制变换器的开关频率，包括定频定时器、变频定时器；
[0058]
定时器选择单元，用于选择切换周期定时器中不同频率特性的定时器；
[0059]
误差放大器单元，用于输出误差信号v
err
。
[0060]
进一步地，在其中一个实施例中，所述定时器选择单元包括滞环比较器、限幅单元、第一非门gn、第一开关qd以及第二开关qb；所述限幅单元用于对变频定时器的最高开关频率进行限制；
[0061]
所述滞环比较器的正输入端连接误差放大器的输出信号v
err
，负输入端为定时器切换点v
set
；所述滞环比较器的输出sd通过第一开关qd连接定频定时器，同时通过第一非门gn、第二开关qb连接变频定时器；所述误差放大器单元的输出通过限幅单元连接变频定时器；所述滞环比较器的阈值电压为v
set1
和v
set2
，定频定时器、变频定时器的频率分别为f
s_max
、fb；
[0062]
当负载逐渐加重，使得v
err
》v
set2
时，滞环比较器的输出信号sd置高，第一非门gn的输出信号sb置低，第一开关qd开通，第二开关qb关断，周期定时器由变频定时器切换至定频定时器，f(v
set2
)＝f
s_max
；当负载逐渐减轻，使得v
err
《v
set1
时,滞环比较器的输出信号sd置低，第一非门gn的输出信号sb置高，第一开关qd关断，第二开关qb开通，周期定时器由定频定时器切换至变频定时器，此时f(v
set1
)《f
s_max
。
[0063]
进一步地，在其中一个实施例中，所述变频定时器的频率表达式为：
[0064][0065]
式中，v
con
为受控量，v
err
作为变频定时器的受控量v
con
，v
set3
为限幅单元的限幅值。
[0066]
进一步地，在其中一个实施例中，所述滞环比较器的阈值电压v
set1
和v
set2
满足v
set2
》v
set1
》v
set3
。
[0067]
作为一种具体示例，为了验证本发明的有效性，搭建了硬件电路进行验证，如图15所示。包括误差放大器单元、定时器选择单元、变频定时器，定频定时器、第一控制信号产生单元(s1和s2产生单元)、第二控制信号产生单元(s4产生单元)。
[0068]
所述变频定时器包括减法模块、第一电阻ra、第一运算放大器、第二开关qb、第二电阻rb、mos管、第一二极管d1、第二二极管d2和第二电容c2；
[0069]
所述减法模块求解5-v
err
，计算结果经第一电阻ra后输入第一运算放大器的正输入端，第一运算放大器的负输入端通过第二开关qb接地，第一运算放大器的输出端连接mos管的栅极，mos管的源极通过第二电阻rb连接5v基准电压，mos管的漏极连接第一二极管d1的正极，第一二极管d1的负极通过第二电容c2接地，mos管的源极和漏极之间跨接第二二极管d2，且第二二极管d2的正极与mos管的漏极连接。
[0070]
所述定频定时器包括第一pnp管p1、第二pnp管p2、第三电阻rd、第四比较器、第一开关qd、第三开关qc；所述第四比较器的负输入端输入第一基准电压v
ref1
，第四比较器的正输入端连接所述第一二极管d1的负极和第一pnp管p1的集电极，并通过第三开关qc接地；所述第一pnp管p1和第二pnp管p2的发射极连接5v基准电压，第一pnp管p1和第二pnp管p2的基极相连并依次通过第三电阻rd、第一开关qd接地。
[0071]
所述误差放大器单元包括第二运算放大器、比例缩放单元、第三电容c3；钳位电容的电压vc通过比例缩放输入第二运算放大器的负输入端，第二运算放大器的正输入端输入第三基准电压v
ref3
，第二运算放大器的负输入端与输出端之间跨接第三电容c3。
[0072]
所述第一控制信号产生单元包括压控电流源vccs1、第一电容c1、第一比较器、第一rs触发器、第二rs触发器、第二非门、第四开关sw1；所述压控电流源vccs1的受控量为变换器的输入电压v
in
，压控电流源vccs1连接第一比较器的正输入端，同时通过第一电容c1接地；第一比较器的正输入端通过第四开关sw1接地，第一比较器的负输入端输入误差放大器单元输出的误差信号v
err
；第一比较器的输出端连接第一rs触发器的s端和第二rs触发器的r端，第一rs触发器的r端连接第二rs触发器的s端，第一rs触发器的q端连接第四开关sw1，第二rs触发器的q端输出第一开关管q1的控制信号s1，该信号经第二非门后输出第二开关管q2的控制信号s2。
[0073]
所述第二控制信号产生单元包括第三比较器、单稳态触发器、第三rs触发器；所述第三比较器的正输入端输入有源钳位管q3和第四开关管q4的连接点对地电压，负输入端输入基准电压v
ref
，输出端通过单稳态触发器连接第三rs触发器的s端，第三rs触发器的r端连接第二rs触发器的r端，第三rs触发器的q端输出第四开关管q4的控制信号s4。
[0074]
所述第三比较器的输出端、第四比较器的输出端分别连接与门，与门的输出端连接第二rs触发器的r端和第三开关qc。
[0075]
变频定时器的频率表达式为：
[0076][0077]
其中，限幅单元的限幅值v
set3
可以根据需要灵活调整。
[0078]
定频定时器的频率表达式为：
[0079][0080]
其中，v
be
为pnp三极管的发射极-基极结压降。
[0081]
根据上述措施1，结合式(2)和式(3)可得：
[0082][0083]
进一步简化式(4)可得：
[0084][0085]
依据式(5)即可使得变频定时器的最高频率和定频定时器的频率相同。
[0086]
进一步根据上述措施2设置阈值电压v
set1
和v
set2
即可保证定时器之间能够无缝切换，具体过程不再赘述。
[0087]
图16给出了硬件电路的测试波形。其中，图16(a)为变换器的负载加重，定时器由变频定时器切换至定频定时器；图16(b)为变换器的负载减轻，定时器由定频定时器切换至变频定时器。由图可得，定时器在切换过程中，变换器的开关频率过渡平滑，验证所提方法的有效性。
[0088]
进一步观察图14，变换器的开关频率与变频定时器频率完全相同。为此，本发明进一步提出采用图17所示结构的周期定时器。相比于现有的方案，去除了定频定时器和定时器选择单元，可大幅简化系统复杂度。
[0089]
综上，本发明通过限制变频定时器的最高频率等于定频定时器的频率，且结合合理的参数设计，可以有效避免定时器切换时造成的开关频率突变问题，保证变换器的开关频率随负载的变化而连续变化。进一步提出采用图17所示结构的周期定时器，相比于现有的方案，去除了定频定时器和定时器选择单元，可大幅简化系统复杂度。
[0090]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。