变频谐振式三相功率因数校正变换器的制作方法

1.本发明属于三相功率因数校正变换器技术领域，更具体地涉及一种变频谐振式三相功率因数校正变换器。


背景技术：

2.功率因数校正变换器(pfc)是一种电源变换装置将单相或三相交流电压转化为直流电压，同时实现接近于1的理想功率因数(pf＝1)，以减小电网的无功电流以及谐波电流总量(thd)，实现用电设备对电网的友好介入。
3.对于三相功率因数校正变换器，以高频切换为特征的有源功率因数变换器有很多种电路拓扑，通过对三相输入电流的精准调控实现三相电流与其对应的三相电压成严格的比例关系，即实现纯阻性的输入特性，达成功率因数接近于1的理想状态。按照输入电流的波形特征可将三相功率因数校正分为连续电流型和断续电流型，连续电流的拓扑有三相六开关桥式电路，三相维也纳整流电路等，这类电路的特征是将三相电流作为三个独立的变量进行调控，通常采用专用的模拟芯片或高速数值处理器(dsp)进行多变量的pwm控制，能够实现》0.99的功率因数以及《5％的thd指标。这类电路控制算法往往比较复杂，电路成本比较高，而且一般情况下都是硬开关工作，所以变换器的工作频率不能太高，仅适合大功率的应用，特别对于400hz以上的三相交流，dsp的处理速度往往不能满足要求，很难实现较低的thd指标；断续电流型的拓扑有单开关或双开关等电路类型，一般利用电感峰值电流与电压成正比的特性，使输入电流与输入电压自然成正比，不需要复杂的算法，只需要适当的变频控制，就能够获得0.95～0.98的功率因数，但这类电路的thd比较高，通常会达到10～20％。主要是这类电路不能解决三次电流谐波的问题，三次电流谐波是thd的指标中主要组成部分，降低三次电流谐波就能降低thd值。在gjb-151b ce101的测试标准中就明确规定了各次电流谐波的限定值。因此我们期待一种电路结构简单，控制逻辑简单，但能获得高功率因数，低thd的电路拓扑。
4.三相功率因数校正变换器的另一个问题是效率和功率密度的问题，连续型电流的三相功率因数校正电路是硬开关工作模式，开关损耗的存在阻碍了变换器开关频率的提升。一般只能工作在《100khz的频率范围，磁性元件的体积较大，阻碍了电源系统功率密度的提升。随着宽禁带半导体器件的发展，如sic，gan开关组件的成熟，变换器高频化的需求越来越迫切，软开关的电路拓扑能够消除开关损耗，工作频率可以提升到数百khz。变频谐振式的电路通常能实软开关的工作条件，降低开关组件的损耗，减小磁性元件的体积和重量。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于提供一种变频谐振式三相功率因数校正变换器，消除了三次谐波电流，使thd降至3％以下。
6.本技术公开了一种变频谐振式三相功率因数校正变换器，包括：
7.输入滤波器，所述输入滤波器包括三个电感和三个电容，其中，三相输入电压采用三相四线制，所述三相输入电压的三个电压线分别连接所述三个电感，所述三个电感的另一端分别连接所述三个电容，所述三相输入电压的零线连接所述三个电容的另一端，所述输入滤波器对所述三相输入电压进行滤波；
8.三个输入电感，所述三个输入电感分别接收滤波后的三相输入电压；
9.三相整流桥，所述三相整流桥分别接收所述三个输入电感的输出；
10.开关组件，所述开关组件包括耦合于所述三相整流桥两端并串联连接的第一开关和第二开关；
11.输出电容，所述输出电容并联连接于所述三相整流桥两端并连接负载的两端；
12.谐振电容，所述谐振电容的一端连接于所述第一开关和所述第二开关之间的节点，另一端连接于所述零线；和
13.变频控制电路，所述变频控制电路连接到所述负载的两端，检测所述负载的差分电压并根据所述差分电压控制所述第一开关和所述第二开关的导通和关断，其中，所述第一开关和所述第二开关交替导通。
14.可选的，所述三相整流桥包括第一至第六二极管，所述第一二极管和所述第四二极管串联连接于所述开关组件的两端，所述第二二极管和所述第五二极管串联连接于所述开关组件的两端，所述第三二极管和所述第六二极管串联连接于所述开关组件的两端，所述三个输入电感的输出分别连接到所述第一二极管和所述第四二极管之间的节点、所述第二二极管和所述第五二极管之间的节点、以及述第三二极管和所述第六二极管之间的节点。
15.可选的，fs_min是所述校正变换器工作的最低频率，fo是所述三个输入电感中的一个与所述谐振电容串联的谐振频率，其中，fs_min＝(1.5～5)*fo。
16.可选的，所述变频控制电路包括依次串联连接的差分放大器、比例积分电路、压控振荡器和死区设置电路，所述差分放大器分别连接所述负载的两端并生成差分电压，所述比例积分电路将所述差分电压和参考电压进行比较并生成反馈控制电压，所述压控振荡器根据所述反馈控制电压生成振荡频率，所述死区设置电路根据所述振荡频率分别输出第一控制信号到所述第一开关以及第二控制信号到所述第二开关。
17.本技术还公开了一种变频谐振式三相功率因数校正变换器包括：
18.输入滤波器，所述输入滤波器包括三个电感和三个电容，其中，三相输入电压采用三相三线制，所述三相输入电压的三个电压线分别连接所述三个电感，所述三个电感的另一端分别连接所述三个电容，所述三个电容的另一端提供虚拟中点，所述输入滤波器对所述三相输入电压进行滤波；
19.三个输入电感，所述三个输入电感分别接收滤波后的三相输入电压；
20.三相整流桥，所述三相整流桥分别接收所述三个输入电感的输出；
21.开关组件，所述开关组件包括串联连接于所述三相整流桥两端的第一开关和第二开关；
22.输出电容，所述输出电容串联连接于所述三相整流桥两端并连接负载的两端；
23.谐振电容，所述谐振电容的一端连接于所述第一开关和所述第二开关之间，另一端连接于所述虚拟中点；和
24.变频控制电路，所述变频控制电路连接到所述负载的两端，检测所述负载的差分电压并根据所述差分电压控制所述第一开关和所述第二开关的导通和关断，其中，所述第一开关和所述第二开关交替导通。
25.可选的，fs_min是所述校正变换器工作的最低频率，fo是所述三相输入电感中的一个与所述输入滤波器的三个电容并联再和所述谐振电容串联的电容串联的谐振频率，其中，fs_min＝(1.5～5)*fo。
26.可选的，还包括：共模电感和串联的两个共模电容，所述共模电感的两个输入端连接所述三相整流桥的两端，两个输出端连接所述负载两端，所述两个共模电容连接于所述负载两端，所述两个共模电容之间的节点连接所述虚拟中点。
27.本技术还公开了一种变频谐振式三相功率因数校正变换器包括：
28.输入滤波器，所述输入滤波器包括三个电感和三个电容，其中，三相输入电压采用三相三线制，所述三相输入电压的三个电压线分别连接所述三个电感，所述三个电感的另一端分别连接所述三个电容，所述三个电容的另一端提供虚拟中点，所述输入滤波器对所述三相输入电压进行滤波；
29.三个第一输入电感和三个第二输入电感，所述三个第一输入电感分别接收滤波后的三相输入电压，所述三个第二输入电感分别接收滤波后的三相输入电压；
30.第一三相整流桥和第二三相整流桥，所述第一三相整流桥分别接收所述三个第一输入电感的输出，所述第二三相整流桥分别接收所述三个第二输入电感的输出；
31.第一开关组件和第二开关组件，所述第一开关组件包括串联连接于所述第一三相整流桥两端的第一开关和第二开关，所述第二开关组件包括串联连接于所述第二三相整流桥两端的第三开关和第四开关；
32.第一输出电容和第二输出电容，所述第一输出电容串联连接于所述第一三相整流桥两端并连接负载的两端，所述第二输出电容串联连接于所述第二三相整流桥两端并连接所述负载的两端；
33.第一谐振电容和第二谐振电容，所述第一谐振电容的一端连接于所述第一开关和所述第二开关之间，另一端连接于所述虚拟中点；所述第二谐振电容的一端连接于所述第三开关和所述第四开关之间，另一端连接于所述虚拟中点；和
34.变频控制电路，所述变频控制电路连接到所述负载的两端，检测所述负载的差分电压并根据所述差分电压控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关的导通和关断。
35.可选的，还包括：第一共模电感、第二共模电感、串联的两个第一共模电容、和串联的两个第二共模电容；所述第一共模电感的两个输入端连接所述第一三相整流桥的两端，两个输出端连接所述负载两端；所述第二共模电感的两个输入端连接所述第二三相整流桥的两端，两个输出端连接所述负载两端；所述两个第一共模电容连接于所述负载两端，所述两个第一共模电容之间的节点连接所述虚拟中点；所述两个第二共模电容连接于所述负载两端，所述两个第二共模电容之间的节点连接所述虚拟中点。
36.可选的，所述第一开关和所述第二开关交替导通，所述第一开关和所述第三开关交替导通，所述第二开关和所述第四开关交替导通，所述第三开关和所述第四开关交替导通，或者：所述第一开关和第二开关交替导通，所述所述第三开关和所述第四开关关断，或
者：所述第一开关和第二开关关断，所述所述第三开关和所述第四开关交替导通。
37.相对于现有技术，本技术的方法具有以下有益效果：
38.本技术变频谐振式三相功率因数校正变换器，在双开关断续电流拓扑的基础上引入了一个谐振回路，通过变频的方式实现功率的调节，消除了三次谐波电流，使thd降至3％以下，同时在变频工作的范围内均可实现零电压开通的软开关条件，工作频率可以达到200khz-800khz，在380v交流输入的条件下可以达到》97％的转换效率。再进一步结合两路交错并联的布局，抵消输入端以及输出端的高频纹波电流，减轻前级emi滤波器以及后级高频滤波电容的的压力，达成电源系统高频化，高功率密度的目的。
附图说明
39.图1为本发明第一实施例中的三相四线输入的情况下的电路图。
40.图2为本发明第一实施例的两种工作模式的等效电路图。
41.图3为本发明第一实施例的高频开关工作波形图。
42.图4为本发明第一实施例的工频电压及电流波形图。
43.图5为本发明第二实施例中的三相三线输入情况下的电路图。
44.图6为本发明第三实施例中的带有输出共模电感的电路图。
45.图7为本发明第四实施例中的两路交错并联的电路图。
46.图8为本发明实施例中的变频控制电路。
具体实施方式
47.为了加深对本发明的理解，下面将结合实施例对本发明做进一步详述，本实施例仅用于解释本发明，并不构成对本发明保护范围的限定。
48.请参考图1，本发明的第一实施例的变频谐振式三相功率因数校正变换器，包括：一个输入滤波器、一组输入电感、三相整流桥、开关组件、输出电容、谐振电容和变频控制电路。
49.输入滤波器由三个电感lin和三个电容cin构成，分别对三相输入电压va，vb，vc进行滤波。三相交流输入电压va，vb，vc采用三相四线制，三相输入电压va，vb，vc线分别连接三个电感lin，三个电感lin的另一端各自连接三个电容cin的一端和三个输入电感la，lb，lc，其中零线n连接于三个电容cin的另一端(或称为中点n)。
50.三个输入电感la，lb，lc分别连接于滤波后的三相输入电压，一般情况下三相电压是平衡的即：
51.|va|＝|vb|＝|vc|
52.三个输入电感也应该选取相同的数值，即：
53.la＝lb＝lc
54.三相整流桥由一组第一至第六整流二极管d1，d2，d3，d4，d5，d6构成。第一二极管d1和第四二极管d4串联连接于开关组件的两端，第二二极管d2和第五二极管d5串联连接于开关组件的两端，第三二极管d3和第六二极管d6串联连接于开关组件的两端。三个输入电感la，lb，lc的输出分别连接到第一二极管d1和第四二极管d3之间的节点、第二二极管d2和第四二极管d4之间的节点、以及述第三二极管d3和第六二极管d6之间的节点。三相整流桥
的输出连接于输出电容co，为负载提供第一输出端口vo+和第二输出vo-。
55.一组开关组件包括第一开关s1和第二开关s2，第一开关s1和第二开关s2串联连接于三相整流桥的输出两端，并分别接受第一控制信号g1和第二控制信号g2的控制，使得第一开关s1和第二开关s2交替导通。在本实施例，开关s1，s2采用开关mos晶体管实现，第一控制信号g1控制开关s1的栅极，第二控制信号g2控制开关s2的栅极。
56.谐振电容cp的一端连接于开关组件第一开关s1和第二开关s2串联的中点，另外一端连接于输出电容cin的中点n。
57.变频控制电路连接到输出电容co的两端，检测输出电压vo+与vo-的差分信号，提供一组控制信号g1，g2，控制开关组件s1，s2的交替导通和关断。g1和g2的频率随着工作状态的不同而改变，以实现稳定输出电压，以及调节输出功率的功能。
58.为了详细说明第一实施例的工作原理，将开关组件的一个工作周期分为上半周期mode 1和下半周期mode 2两种工作模式，分别在图2中以等效电路的方式加以表达。校正变换器中关键部分的电流与电压的波形则在图3中加以表达。
59.请参考图2及图3，控制信号g1，g2为固定占空比接近50％的互补的方波信号，控制信号g1，g2设置一定的死区，避免开关s1和s1同时导通。在平衡状态下的三相交流电，其瞬时值是相互平衡的，有如下关系：
60.va+vb+vc＝0
61.为了方便分析工作波形，选取其中一个时刻，va》0，vb《0，vc《0，并且由于开关周期远远高于工频周期，在一个开关周期内，va，vb，vc的电压幅值基本不变，分别以三条直流电压在图3中表示。在工频周期的其它时间段，电流和电压波形有类似的分析结果。
62.开关频率的上半周期mode 1中，g1为高电平，g2为低电平，s1导通，s2关断，va相的正向电压施加la上，通过s1以及cp构成回路。此时加在la两端的电压为va-vcp，la中的电流ia则按照接近线性的斜率上升，在s1关断前达到最大值。
63.开关频率的下半周期mode 2中，g1为低电平，g2为高电平，s1为关断，s2导通，la中的电流ia继续流向co以及负载，并通过vo-回到s2，通过s2的体二极管回到谐振电容cp。此时加在la两端的电压为va-vcp-vo，(其中vo为vo+与vo-之差，代表输出电压的绝对值)。la中的电流线性减小，选取适当的la的数值，使得电流在下半周期一定回到零，即工作在断续模式状态。s1关断后经过一个死区时间g2变为高电平，由于此时s2的体二极管已经导通，s2处于零电压开通状态，没有开通损耗。
64.由于电路关于输入输出的极性是对称，va的上半周期的工作状态相当于vb，vc下半周期的工作状态，va的下半周期的工作状态相当于vb，vc上半周期的工作状态。如图3所示，在下半周期mode 2中，s1关断，s2导通，vb及vc的电压施加在lb和lc上面，使得ib，ic分别负向增大，在s2关断前达到负向的最大值，其幅值正比于vb，vc的幅值大小。在上半周期mode 1中，s1开通，s2关断，输出电压vo介入电流回路，ib,ic的幅值逐渐减小到零。
65.由上面的分析可见，三相电流ia，ib，ic只依赖于本相的电压，而与其它两相无关，三相的工作过程几乎是独立，除了电流都会经过谐振电容cp，在cp上形成谐振电压vcp，会对三相的工作过程产生影响。如果cp不存在或cp很大，vcp可以忽略，则三相工作是完全解耦的，如果cp介入且vcp具有一定数值，则vcp会对三相电流产生影响，可以靠vcp的影响来消除三相电流中的三次谐波。
66.请参考图4，由于三相工作是解耦的，我们仅考虑va和ia的情况。在一个工频周期内，ia在每个开关周期内都达到做大值，然后回复到零，其最大值与va-vcp成正比，如果vcp很小，ia的峰值几乎与va的幅值成正比，ia的平均值也几乎和va的幅值成正比，此时a相的功率因数接近1，但ia电流中会存在3次谐波的分量，在一些简易的三相功率因数校正的拓扑中，有类似的工作过程，但没有cp的存在，输入电流中会有比较高的3次谐波分量，使得thd很难做到10％以下。在我们的拓扑中加入了cp，三相电流都会流经cp，三相电流在cp上形成叠加关系，vcp中将包含3次电压谐波的成份，即vcp的波形是开关周期波形与工频3次谐波的叠加。适当减小cp的数值，让开关频率电压分量的幅度大于工频3次谐波分量的幅度，则ia中3次电流谐波的分量将会被抵消，此时ia将接近标准正弦波，thd可以做到3％以下。
67.电容cp的另一个功能是它的谐振作用。从上面的分析可以看出，cp的位置处于ia的电流回路中，即cp与la处于串联谐振关系。选取cp-la的谐振频率略低于变换器最低的工作频率，在输入电压较低时，反馈回路会调低工作频率以提升输出功率，此时工作频率接近cp-la的谐振频率，串联谐振回路发生谐振，ia的电流得以提升，输出功率增大。实际上，由于这个谐振关系的存在，工作频率不需要降得太低就可以达到提升输出功率的效果，即cp的存在缩小了变换器工作频率的变化范围，使得电路中电感和开关组件的设计更加容易，电路的工作状态处于更优的状态，在实际的案例中频率变化范围缩小了30-40％，la，lb，lc的体积可以减小20-30％，s1和s2的导通损耗可以减小10-20％，可以在实际电路中调节cp的大小，以达成最佳的工作状态。
68.cp的选择是该电路拓扑的关键因素，实际上由于三相电流均流经cp，cp与la的谐振关系实际上是与三个输入电感并联后的谐振关系，即：
[0069][0070]
其中fs_min是变换器工作的最低频率，fo是la-cp的谐振频率。考虑到电路参数的误差，同时也需要避免电路工作在谐振状态而产生太高的电压应力，一般fs_min＝(1.5～5)*fo是比较现实的选择。
[0071]
图5是本发明的第二实施例的变频谐振式三相功率因数校正变换器，与第一实施例区别在于：本实施例的三相输入电压采用三相三线的交流输入，可以不需要零线的接入，只需要由输出电容cin提供一个虚拟中点vn。具体的，三相输入电压va，vb，vc的三个电压线分别连接三个电感la，lb，lc，三个电感la，lb，lc的另一端分别连接三个电容cin，三个电容cin的另一端提供虚拟中点vn。谐振电容cp的一端连接到这个虚拟中点vn，可以达到第一实施例中同样的消除3次谐波电流的效果。所不同的是，不仅仅是cp参与la-cp的谐振关系，而是3个cin并联再与cp串联的电容值参与谐振，cin的选取首先是满足输入滤波的效果，即降低输入端的高频开关电流，一般cp应该取较大的值，满足在cin加入后还能满足：
[0072][0073]
其中fs_min是变换器工作的最低频率，fo是la与三个cin并联并和cp串联的电容
(la-cp||3cin)的谐振频率，3cin||cp表示3个cin并联再与cp串联的电容值，一般fs_min＝(1.5～5)*fo。
[0074]
图6是本发明的第三实施例的变频谐振式三相功率因数校正变换器，本实施例是对图5所示实施例的改进，其中在输出侧增加了一级共模滤波电路，包括共模电感lm和串联的两个共模电容cm，共模电感lm的两个输入端连接三相整流桥的两端，两个输出端连接负载两端，提供输出电压vo+和vo-，两个共模电容cm连接于负载两端，两个共模电容cm之间的公共节点连接虚拟中点vn。该电路的目的是为了减小输出端vo+，vo-相对于交流输入端的共模电压，使得vo+和vo-相对于输入零线和保护地线pe的电位相对稳定，减小系统的共模电流。
[0075]
图7是本发明的第四实施例的变频谐振式三相功率因数校正变换器，包括：输入滤波器、三个第一输入电感la，lb，lc、三个第二输入电感la1，lb1，lc1、第一三相整流桥、第二三相整流桥、第一开关组件、第二开关组件、第一输出电容co、第二输出电容co1、第一谐振电容cp、第二谐振电容cp1、变频控制电路。输入滤波器包括三个电感(图中未示出)和三个电容cin。三相输入电压va，vb，vc采用三相三线制，三个电容cin提供虚拟中点vn。三个第一输入电感la，lb，lc分别接收滤波后的三相输入电压，三个第二输入电感la1，lb1，lc1分别接收滤波后的三相输入电压。第一三相整流桥分别接收三个第一输入电感la，lb，lc的输出，第二三相整流桥分别接收三个第二输入电感la1，lb1，lc1的输出。第一三相整流桥包括六个二极管d1-d6，第二三相整流桥包括六个二极管d11-d61，其结构与图1类似，在此不做赘述。第一开关组件包括串联连接于第一三相整流桥两端的第一开关s1和第二开关s2，第二开关组件包括串联连接于第二三相整流桥两端的第三开关s11和第四开关s21。第一输出电容co串联连接于第一三相整流桥两端并连接负载的两端，第二输出电容co1串联连接于第二三相整流桥两端并连接负载的两端。第一谐振电容cp的一端连接于第一开关s1和第二开关s2之间，另一端连接于虚拟中点vn。第二谐振电容cp1的一端连接于第三开关s11和第四开关s12之间，另一端连接于虚拟中点vn。变频控制电路连接到负载的两端，检测负载的差分电压并根据差分电压提供控制信号g1、g2、g11、g21，分别控制第一开关s1、第二开关s2、第三开关s11和第四开关s12的导通和关断。第一开关s1和第二开关s2交替导通，第一开关s1和第三开关s11交替导通，第二开关s2和第四开关s21交替导通。
[0076]
本实施例的校正变换器还包括：第一共模电感lm、第二共模电感lm1、串联的两个第一共模电容cm、和串联的两个第二共模电容cm1。第一共模电感lm的两个输入端连接第一三相整流桥的两端，两个输出端连接负载两端。第二共模电感lm1的两个输入端连接第二三相整流桥的两端，两个输出端连接负载两端。两个第一共模电容cm连接于负载两端，两个第一共模电容cm之间的节点连接虚拟中点vn。两个第二共模电容cm1连接于负载两端，两个第二共模电容cm之间的节点连接虚拟中点vn。
[0077]
为了减小输出和输出侧的高频开关电流，本实施例可以将两路基本变换器并联使用，并让开关频率相位相差180
°
，这样输入和输出的高频纹波电流都会大幅度减小，从而减轻输入和输出滤波器的压力，获得更好的电磁兼容效果。如图7所示，在三相三线输入的情况下，可以共用一组输入电容cin，为两组变换器提供虚拟中点vn，同时由于每组变换器的控制信号都是50％占空比互补的信号，只需要将第一组的控制信号g1，g2交换位置就可以为第二组变换器提供控制信号，当然图7中g1，g2的标识方式仅代表了控制信号的逻辑关
系，由于两组开关s1，s2以及s11，s12均有电位差，实际的电路应考虑采用适当的驱动电路，如半桥自举驱动或隔离驱动等方式，保证电路正常工作。变频控制电路也可以只用一组电路来完成。
[0078]
在图7的实施例中，还可以引入一种控制方法，在负载比较轻的时候关闭其中一路，这样可以改善轻载情况下的功率损耗，以及频率变化范围，使thd的指标更优，当然这种控制也要留有一定的回滞，在负载变大时再恢复两路同时工作，不能在某一负载点反复切换。具体的，控制信号g1、g2使得第一开关s1和第二开关s2交替导通，控制信号g11、g21始终处于低电平使得第三开关s11和第四开关s21关断，或者：控制信号g1、g2始终处于低电平使得第一开关s1和第二开关s2关断，控制信号g11、g21使得第三开关s11和第四开关s21交替导通。
[0079]
图8是本发明中变频控制电路的一个实施例，该电路由u1，u2，u3，u4组成。其中u1是一个差分放大器，用于检测输出电压vo的大小，并将幅值按比例缩小为控制电路适合的值。u2为一个比例积分电路，将检测到的vo信号与参考信号vref进行比较实现无静差的反馈控制。u2的输出电压施加到u3构成的压控振荡器的输入端，u3的输出频率受到输入电压的控制，且满足输入电压越高输出频率越低的调节关系。同时u3还有设置最高频率和最低频率的功能，保证变换器在正常范围内工作。u4将u3产生的频率信号进行处理，得到两组互补的信号，两组互补的信号再经过死区设置电路，就得到控制信号g1，g2。以上电路功能也可以用一个普通的mcu来实现，控制器需要的是一个固定占空比的互补信号，唯一调节的量是开关频率，而开关频率的调节在数个工频周期完成即可，因此并不需要高速的mcu，几乎所有一般功能的mcu都能实现上述的功能，而且上述调节过程与三相交流电的频率没有关系，硬件电路也不需要三相电压和三相电流的采样，本质上是一个很低成本的控制电路。
[0080]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。