DC/DC转换器的控制电路及控制方法、电源管理电路与流程

dc/dc转换器的控制电路及控制方法、电源管理电路
技术领域
1.本公开涉及一种dc(direct current，直流)/dc转换器。


背景技术：

2.在将某电压值的直流电压转换为另一电压值的直流电压时，利用dc/dc转换器。作为dc/dc转换器的控制方式，已知有纹波(ripple)控制方式。纹波控制方式是以下方式，即，将dc/dc转换器的输出电压与阈值电压进行比较，如果输出电压超过(或者低于)阈值电压，那么以此为触发来切换开关晶体管的导通、截止。纹波控制方式与使用误差放大器的电压模式控制方式或电流模式控制方式相比，具有响应速度高、还能削减功耗的优点。还有能够使dc/dc转换器的输出电容器的电容变小的优点。
3.[现有技术文献]
[0004]
[专利文献]
[0005]
[专利文献1]日本专利特开2017-169259号公报


技术实现要素：

[0006]
[发明所要解决的问题]
[0007]
作为纹波控制的一种方式，有谷值检测/恒定导通时间(cot：constant on time)控制(以下，称为cot控制)。在cot控制中，由于开关频率变动，所以从emi(electromagnetic interference，电磁干扰)的观点来看，存在难以直接利用的应用程序。
[0008]
本公开是在所述情况下完成的，其某形态的例示性目的之一在于提供一种开关频率稳定化的dc/dc转换器的控制电路。
[0009]
[解决问题的技术手段]
[0010]
本公开的某形态涉及一种dc/dc转换器的控制电路。控制电路是具有开关晶体管的dc/dc转换器的控制电路，且具备：第1比较器，将与dc/dc转换器的输出电压对应的反馈电压与基准电压进行比较，如果反馈电压低于基准电压，那么使接通信号生效；导通时间产生电路，在从开关晶体管的接通经过导通时间之后，使断开信号生效；逻辑电路，基于接通信号及断开信号，产生脉冲信号；以及驱动器，根据脉冲信号驱动开关晶体管。导通时间产生电路具备：电容器；充电电路，将电容器以与dc/dc转换器的输入电压对应的充电电流充电；频率稳定化电路，以开关晶体管的开关频率接近基准频率的方式，产生控制信号；阈值电压产生电路，产生与控制信号对应的阈值电压；以及第2比较器，将产生于电容器的斜率电压与阈值电压进行比较，并产生与比较结果对应的断开信号。
[0011]
本公开的某形态涉及一种dc/dc转换器的控制方法。该控制方法是具有开关晶体管的dc/dc转换器的控制方法，且包括以下步骤：将与dc/dc转换器的输出电压对应的反馈电压与基准电压进行比较，如果反馈电压低于基准电压，那么使接通信号生效；在从开关晶体管的接通经过导通时间之后，使断开信号生效；基于接通信号及断开信号，产生脉冲信号；以及根据脉冲信号驱动开关晶体管。产生断开信号的步骤包含以下步骤：将电容器以与
dc/dc转换器的输入电压对应的充电电流充电；以开关晶体管的开关频率接近基准频率的方式，产生控制信号；以及将产生于电容器的斜率电压和与控制信号对应的阈值电压进行比较，并产生与比较结果对应的断开信号。
[0012]
此外，使以上的构成要素任意地组合所得的内容、将本公开的构成要素或表达在方法、装置、系统等之间相互置换所得的内容也作为本公开的形态有效。
[0013]
[发明的效果]
[0014]
根据本公开的某形态，能够使频率稳定化。
附图说明
[0015]
图1是实施方式的dc/dc转换器的电路图。
[0016]
图2是图1的dc/dc转换器的动作波形图。
[0017]
图3是比较技术的dc/dc转换器的电路图。
[0018]
图4是图3的dc/dc转换器的动作波形图。
[0019]
图5是实施方式的dc/dc转换器的动作波形图。
[0020]
图6是表示频率稳定化电路的构成例的电路图。
[0021]
图7是表示充电电路的构成例的电路图。
[0022]
图8是表示阈值电压产生电路的构成例的电路图。
[0023]
图9是与dcm模式对应的dc/dc转换器的电路图。
[0024]
图10是说明控制电路中的ccm模式、dcm模式及切换动作的图。
[0025]
图11是已抑制模式间振荡的控制电路的动作波形图。
[0026]
图12是阈值电压产生电路的电路图。
[0027]
图13是表示dcm模式中的输出电压波形的图。
[0028]
图14是说明第2切换方法中的从dcm模式向ccm模式转变的图。
[0029]
图15是说明第2切换方法中的从ccm模式向dcm模式转变的图。
[0030]
图16是与第2切换方式对应的dc/dc转换器的电路图。
[0031]
图17是与第2切换方式对应的逻辑电路的框图。
[0032]
图18是与图17的逻辑电路的从dcm模式向ccm模式的转变相关的动作波形图。
[0033]
图19是与图17的逻辑电路的从ccm模式向dcm模式的转变相关的动作波形图。
[0034]
图20是变化例1的导通时间产生电路的一部分的电路图。
[0035]
图21是表示在图20的导通时间产生电路中产生的斜率电压的图。
[0036]
图22是具备电源管理的系统的框图。
具体实施方式
[0037]
(实施方式的概要)
[0038]
对本公开的几个例示性实施方式的概要进行说明。该概要作为下述详细说明的开场白，以基本理解实施方式为目的，将1个或多个实施方式的几个概念简化说明，并不限定发明或公开的范围。另外，该概要并非能想到的所有实施方式的综合性概要，并不限定实施方式的不可欠缺的构成要素。为了方便起见，“一实施方式”有时是指本说明书中公开的一个实施方式(实施例或变化例)或多个实施方式(实施例或变化例)。
[0039]
在一实施方式中，具有开关晶体管的dc/dc转换器的控制电路具备：第1比较器，将与dc/dc转换器的输出电压对应的反馈电压与基准电压进行比较，如果反馈电压低于基准电压，那么使接通信号生效；导通时间产生电路，在从开关晶体管的接通经过导通时间之后，使断开信号生效；逻辑电路，基于接通信号及断开信号，产生脉冲信号；以及驱动器，根据脉冲信号驱动开关晶体管。导通时间产生电路具备：电容器；充电电路，将电容器以与dc/dc转换器的输入电压对应的充电电流充电；频率稳定化电路，以开关晶体管的开关频率接近基准频率的方式，产生控制信号；阈值电压产生电路，产生与控制信号对应的阈值电压；以及第2比较器，将产生于电容器的斜率电压与阈值电压进行比较，并产生与比较结果对应的断开信号。
[0040]
根据该构成，关于输入电压的变动，通过使电容器的充电速度变化的前馈控制，来调节导通时间，使频率稳定化。另外，与其平行地，关于输出电压的变动或负载变动等因素，通过调节阈值电压的反馈控制，来调节导通时间，使频率稳定化。通过使前馈控制与反馈控制组合，能够使cot控制中的开关频率稳定化。
[0041]
在一实施方式中，阈值电压产生电路也可以通过使与dc/dc转换器的输出电压成比例的电压偏移与控制信号对应的电位差，来产生阈值电压。由此，阈值电压以与dc/dc转换器的输出电压成比例的电压为基准来产生，关于输出电压，也施加前馈控制。由此，在无法反馈控制频率的电流不连续模式时也能够使导通时间最佳化。
[0042]
在一实施方式中，频率稳定化电路包含：分压电路，将dc/dc转换器的输出电压分压；以及电流源，与分压电路的输出节点连接，产生与控制信号对应的电流；产生于分压电路的输出节点的电压也可以为阈值电压。由此，能够使阈值电压以电流源产生的电流为零时的电压为基准而变化。
[0043]
在一实施方式中，电流源也可以为产生与控制信号和规定电压的差量对应的电流的gm放大器。
[0044]
在一实施方式中，充电电路也可以包含产生与输入电压成比例的电流的可变电流源。
[0045]
在一实施方式中，充电电路也可以包含第1端接收输入电压且第2端与电容器连接的电阻。由此，与使用可变电流源的情况相比，可以简化电路构成。
[0046]
在一实施方式中，频率稳定化电路也可以在dc/dc转换器以电流不连续模式动作的期间失效。在一实施方式中，在dc/dc转换器以电流不连续模式动作的期间，电流源的电流也可以为零。
[0047]
在一实施方式中，在dc/dc转换器从电流连续模式移行到电流不连续模式时，也可以高阻抗期间的长度超过规定时间为条件，频率稳定化电路失效。由此，能够使纹波电流变小。
[0048]
在一实施方式中，将基准频率设为f
ref
，将dc/dc转换器的输入电压设为v
in
，将输出电压设为v
out
时，在dc/dc转换器以电流不连续模式动作的期间，导通时间产生电路中的导通时间t
on_dcm
也可以满足
[0049]
t
on_dcm
＞1/f
ref
×vout
/v
in
。
[0050]
由此，能够抑制在电流连续模式与电流不连续模式之间来回的模式间振荡。
[0051]
在一实施方式中，在dc/dc转换器以电流不连续模式动作的期间，分压电路的分压
比也可以与电流连续模式相比变高。由此，能够抑制在电流连续模式与电流不连续模式之间来回的模式间振荡。
[0052]
在一实施方式中，控制电路也可以一体集成化在一个半导体衬底中。所谓“一体集成化”，包含电路的所有构成要素形成在半导体衬底上的情况、或电路的主要构成要素一体集成化的情况，也可以为了调节电路常数而将一部分电阻或电容器等设置在半导体衬底的外部。通过将电路集成化在1个芯片上，能够削减电路面积，并且能够均匀地保持电路元件的特性。
[0053]
(实施方式)
[0054]
以下，参照附图根据优选的实施方式来说明本公开。对各附图所示的相同或同等的构成要素、部件、处理标注相同符号，并适当省略重复的说明。另外，实施方式并不限定公开而是例示，实施方式中所记述的所有特征或特征的组合未必限定为公开的本质性内容。
[0055]
在本说明书中，所谓“部件a与部件b连接的状态”，除了部件a与部件b物理性地直接连接的情况以外，还包含部件a与部件b经由不对它们的电连接状态带来实质性影响、或不损及通过它们的结合而发挥的功能或效果的其它部件而间接连接的情况。
[0056]
同样地，所谓“部件c设置在部件a与部件b之间的状态”，除了部件a与部件c、或部件b与部件c直接连接的情况以外，还包含经由不对它们的电连接状态带来实质性影响、或不损及通过它们的结合而发挥的功能或效果的其它部件而间接连接的情况。
[0057]
另外，所谓“信号a(电压、电流)与信号b(电压、电流)对应”，是指信号a与信号b具有关联，具体来说，是指(i)信号a为信号b的情况、(ii)信号a与信号b成比例的情况、(iii)信号a是通过将信号b电平偏移所得的情况、(iv)信号a是通过将信号b放大所得的情况、(v)信号a是通过将信号b反转所得的情况、(vi)或者这些情况的任意组合等。业者应理解“根据”的范围是根据信号a、b的种类、用途来决定的。
[0058]
本说明书中所参照的波形图或时序图的纵轴及横轴为了容易理解而适当放大、缩小，另外，所示的各波形也为了容易理解而简化、或者夸大或强调。
[0059]
图1是实施方式的dc/dc转换器100的电路图。dc/dc转换器100是降压转换器，将输入线(输入端子)102的输入电压v
in
降压，稳定化为规定的电压电平，并供给到连接于输出线(输出端子)104的负载4。
[0060]
dc/dc转换器100具备主电路(输出电路)110及控制电路200。主电路110包含电感器l1、开关晶体管(高侧晶体管)m1、同步整流晶体管(低侧晶体管)m2、及输出电容器c1。
[0061]
控制电路200是纹波控制方式，更具体来说，是谷值检测方式的控制器，以输出电压v
out
接近目标电压的方式，控制主电路110。控制电路200是集成化在一个半导体衬底中的功能ic(integrated circuit，集成电路)，具备输入引脚(vin引脚)、开关引脚(sw引脚)、接地引脚(pgnd引脚)、及电压感测引脚(vout_sns引脚)。vin引脚与输入线102连接，在sw引脚连接着外部安装的电感器l1，pgnd引脚接地。在vout_sns引脚，连接着包含电阻r11、r12的分压电路，被反馈将输出电压v
out
分压后的电压v
out_sns
。
[0062]vout_sns
＝v
out
×
r12/(r11+r12)
…
(1)
[0063]
主电路110中的开关晶体管m1及同步整流晶体管m2集成化在控制电路200中，开关晶体管m1设置在vin引脚与sw引脚之间，同步整流晶体管m2设置在sw引脚与pgnd引脚之间。
[0064]
控制电路200除了具备开关晶体管m1及同步整流晶体管m2以外，还具备第1比较器
210、导通时间产生电路220、逻辑电路280、及驱动器290。
[0065]
第1比较器210将与dc/dc转换器100的输出电压v
out
对应的反馈电压v
fb
与基准电压v
ref
进行比较，如果反馈电压v
fb
低于基准电压v
ref
，那么使接通信号turn_on生效。接通信号turn_on是表示v
fb
与v
ref
的大小关系的脉冲信号，能够将正沿或负沿中的一个与生效建立对应。如果反馈电压v
fb
降低至基准电压v
ref
，换句话说，如果输出电压v
out
降低至其目标电压v
out(ref)
，那么接通信号turn_on生效。目标电压v
out(ref)
由以下的式子表示。
[0066]vout(ref)
＝v
ref
×
(r11+r12)/r12
…
(2)
[0067]
也可以在第1比较器210的前段设置纹波重叠电路212。纹波重叠电路212使纹波电压v
ripple
重叠于vout_sns引脚的电压，产生反馈电压v
fb
。
[0068]
导通时间产生电路220产生在从开关晶体管m1的接通经过导通时间t
on
之后生效的断开信号turn_off。导通时间t
on
如下所述，根据dc/dc转换器100的状态适应地控制。断开信号turn_off是开关晶体管m1的断开的触发。
[0069]
逻辑电路280基于接通信号turn_on及断开信号turn_off，产生脉冲信号(以下，称为cot信号)，并产生基于cot信号的高侧脉冲sp1及低侧脉冲sp2。例如，逻辑电路280包含根据接通信号turn_on设置且根据断开信号turn_off重置的sr触发器282，也可以将该sr触发器282的输出作为cot信号。逻辑电路280的构成并不特别限定，只要利用公知技术即可。
[0070]
驱动器290包含根据高侧脉冲sp1驱动开关晶体管m1的高侧驱动器292、及根据低侧脉冲sp2驱动同步整流晶体管m2的低侧驱动器294。
[0071]
导通时间产生电路220具备电容器c2、充电电路230、频率稳定化电路240、阈值电压产生电路250、及第2比较器260。
[0072]
电容器c2的第1端接地。充电电路230与电容器c2的第2端连接，将电容器c2以与dc/dc转换器100的输入电压v
in
成比例的充电电流i
chg
＝α
×vin
充电。α是v/i(voltage/current，电压/电流)转换增益(跨导(transconductance))。
[0073]
在电容器c2中，产生随着时间以固定的斜率增加的斜率电压(斜坡电压)v
c2
。放电开关sw2与电容器c2并联连接。放电开关sw2在开关晶体管m1的断开期间中导通，在接通期间中截止。放电开关sw2的控制信号也可以为cot信号的反转信号。
[0074]
频率稳定化电路240以开关晶体管m1的开关频率f
sw
接近基准频率f
ref
的方式，产生控制信号v
ctrl
。例如，频率稳定化电路240监视cot信号、或基于cot信号的高侧脉冲sp1或低侧脉冲sp2，以监视对象的脉冲的频率(开关周期)接近基准频率(基准周期)的方式，通过反馈产生控制信号v
ctrl
。
[0075]
阈值电压产生电路250产生与控制信号v
ctrl
对应的阈值电压v
th
。
[0076]
第2比较器260将电容器c2的斜率电压v
c2
与阈值电压v
th
进行比较，并产生表示比较结果的断开信号turn_off。如果斜率电压v
c2
达到阈值电压v
th
，那么该断开信号turn_off生效。接通信号turn_on生效后到断开信号turn_off生效为止的时间成为开关晶体管m1的导通时间t
on
。
[0077]
以上是dc/dc转换器100的基本构成。接着对它的动作进行说明。图2是图1的dc/dc转换器100的动作波形图。考虑负载电流i
out
固定但输入电压v
in
变动的情况。
[0078]
输出电压v
out
与dc/dc转换器100的开关连动，重复上升、降低。如果输出电压v
out
降低至其目标电压v
out(ref)
，那么接通信号turn_on生效，cot信号转变成导通电平，开关晶体管
m1接通，同步整流晶体管m2断开。
[0079]
如果cot信号转变成导通电平，那么以此为触发而导通时间产生电路220开始动作。具体来说，如果cot信号转变成导通电平，那么放电开关sw2截止，通过充电电路230进行的充电而电容器c2的斜率电压v
c2
随着时间增大。而且，当斜率电压v
c2
达到阈值电压产生电路250产生的阈值电压v
th
时，断开信号turn_off生效。
[0080]
dc/dc转换器100重复以上的动作。
[0081]
由于充电电路230的充电电流i
chg
与输入电压v
in
成比例，所以斜率电压v
c2
的斜率是输入电压v
in
越高则越陡峭。因此，导通时间t
on
如利用式(3)所示，与输入电压v
in
成反比例。
[0082]
t
on
＝(c2
×vth
)/i
chg
＝(c2
×vth
)/(α
×vin
)
[0083]
＝β
·vth
/v
in
…
(3)
[0084]
β＝c2/α
[0085]
此处，在常规状态下，在降压转换器的占空比(duty cycle)d与输入电压v
in
及输出电压v
out
之间，以下的式(4)成立。
[0086]vout
＝v
in
×
d＝v
in
×
t
on
/t
sw
…
(4)
[0087]
如果将式(3)代入到式(4)，那么获得式(5)。
[0088]vout
＝v
in
×
(β
·vth
/v
in
)/t
sw
＝β
·vth
/t
sw
…
(5)
[0089]
此处，通过利用频率稳定化电路240进行的反馈控制，而将开关周期t
sw
稳定化为基准周期t
ref
(＝1/f
ref
)，可以视为常数。也就是说，根据该实施方式，能够将开关频率f
sw
保持为固定，且无论输入电压v
in
如何变动，均能够将输出电压v
out
稳定化为与阈值v
th
对应的电压电平。
[0090]
实施方式的dc/dc转换器100的优点通过与比较技术的对比而明确。
[0091]
图3是比较技术的dc/dc转换器100r的电路图。在导通时间产生电路220r中，充电电路230产生的电流i
chg
根据频率稳定化电路240产生的控制信号v
ctrl
而变化。也就是说，通过反馈控制电容器c2的斜率电压v
c2
的斜率，来调节导通时间t
on
，使开关频率稳定化。
[0092]
图4是图3的dc/dc转换器100r的动作波形图。在时刻t0之前，输入电压v
in
以某电压电平稳定，sw引脚的信号的频率f
sw
也被稳定化为基准频率f
ref
。
[0093]
在时刻t0，输入电压v
in
降低。通过输入电压v
in
降低，而电路的动作点发生变化，用来将开关频率f
sw
维持为基准频率f
ref
的控制信号v
ctrl
的电压电平发生变化，但频率稳定化电路240包含低通滤波器，存在响应延迟，所以控制信号v
ctrl
相对于输入电压v
in
的变动而延迟变化。结果，在时刻t0之后不久，开关频率f
sw
暂时上升，然后，如果通过反馈使控制信号v
ctrl
最佳化，那么开关频率f
sw
逐渐接近基准频率f
ref
。
[0094]
在时刻t1，输入电压v
in
上升。通过输入电压v
in
上升，而电路的动作点发生变化。由于控制信号v
ctrl
相对于输入电压v
in
的变动而延迟变化，所以在时刻t1之后不久，开关频率f
sw
暂时降低，然后，如果通过反馈使控制信号v
ctrl
最佳化，那么开关频率f
sw
逐渐接近基准频率f
ref
。
[0095]
像这样，在比较技术中，相对于输入电压v
in
的变动，通过有低通滤波器介入的反馈控制，而使频率稳定化，所以会因响应延迟而产生无法忽视的频率变动。
[0096]
返回到实施方式的dc/dc转换器100的说明。图5是实施方式的dc/dc转换器100的
动作波形图。在实施方式的dc/dc转换器100中，能够相对于输入电压v
in
的变动，对电容器c2的斜率电压v
c2
的斜率针对每个开关循环进行前馈控制。该前馈控制由于无低通滤波器介入，而可以忽视响应延迟，所以能够防止开关频率f
sw
偏离基准频率f
ref
。
[0097]
以上是dc/dc转换器100的优点。
[0098]
本公开作为图1的框图或电路图被掌握，或者涉及从所述说明导出的各种装置、方法，并不限定为特定的构成。以下，并非为了缩小本发明的范围，而是为了帮助理解发明的本质或动作，另外使它们明确化，而对更具体的构成例或实施例进行说明。
[0099]
图6是表示频率稳定化电路240的构成例的电路图。频率稳定化电路240是相位同步(pll：phase locked loop，锁相环)电路，包含振荡器242、相位频率比较器244、及电荷泵电路246。振荡器242产生具有基准频率f
ref
的基准时钟clk。相位频率比较器244将具有开关频率f
sw
的信号(例如cot信号)与基准时钟clk的相位及频率进行比较，并产生表示比较结果的升降信号。电荷泵电路246产生根据升降信号上升、下降的控制信号v
ctrl
。电荷泵电路246兼具低通滤波器的功能。此外，也可以代替相位频率比较器244而使用相位比较器。也可以利用频率同步(fll：frequency locked loop，锁频环)电路构成频率稳定化电路240。
[0100]
图7是表示充电电路230的构成例的电路图。在该构成例中，充电电路230包含v/i转换电路232及电流镜像电路234。v/i转换电路232将输入电压v
in
转换为与其成比例的电流。v/i转换电路232可以掌握为产生与输入电压v
in
成比例的电流的可变电流源。电流镜像电路234使v/i转换电路232产生的电流回流，并作为充电电流i
chg
供给到电容器c2。此外，在v/i转换电路为电流源型的情况下，可以省略电流镜像电路234。
[0101]
图8是表示阈值电压产生电路250的构成例的电路图。阈值电压产生电路250通过将与dc/dc转换器100的输出电压v
out
成比例的电压作为基准，偏移与控制信号v
ctrl
对应的电位差，来产生阈值电压v
th
。
[0102]
例如，阈值电压产生电路250包含跨导放大器(gm放大器)252及分压电路254。分压电路254包含电阻r21、r22，以分压比γ将输出电压v
out
分压。其中，γ＝r22/(r21+r22)。gm放大器252的输出与分压电路254的输出节点连接，将与控制信号v
ctrl
和基准电压v
ctrl(ref)
的差量对应的电流i
adj
拉出(source)或灌入(sink)。阈值电压产生电路250产生的阈值电压v
th
以i
adj
＝0时的电压电平v
th0
＝v
out
×
r22/(r21+r22)作为基准，根据电流i
adj
增减，换句话说，根据控制信号v
ctrl
增减。
[0103]
图8的阈值电压产生电路250将与输出电压v
out
对应的电压电平v
th0
作为基准来产生阈值电压v
th
。因此，在输出电压v
out
变动的情况下，其影响在不使频率稳定化电路240介入的情况下，由分压电路254直接反映到阈值电压v
th
。也就是说，关于输出电压v
out
，也与输入电压v
in
同样地，施加每个开关循环的前馈。由此改善响应性。
[0104]
另外，图8的阈值电压产生电路250在以下说明的电流不连续模式中更为有用。
[0105]
(电流不连续模式)
[0106]
在负载电流较小的区域中使用dc/dc转换器100时，会以电流不连续(dcm：discontinuous conduction mode，断续导通模式)模式动作。在该情况下，在控制电路200中设置用来切换dcm模式与ccm(continuous current mode，连续电流模式)的零电流电路。
[0107]
图9是与dcm模式对应的dc/dc转换器100a的电路图。dc/dc转换器100a具备零电流检测电路300。零电流检测电路300在cot信号为截止电平的截止期间中，监视流到同步整流
晶体管m2的电流，如果检测到该电流成为零(电流零交叉)，那么使零电流检测信号zc生效。
[0108]
逻辑电路280响应零电流检测信号zc的生效，使同步整流晶体管m2截止。结果，开关晶体管m1与同步整流晶体管m2两者成为截止，在接下来开关晶体管m1接通之前的期间，sw引脚成为高阻抗(hiz)。
[0109]
在该控制电路200a中，阈值电压产生电路250以图8的方式构成。
[0110]
在dc/dc转换器100a以dcm模式动作的期间，使包含频率稳定化电路240及阈值电压产生电路250的频率的反馈回路(频率稳定化控制)失效。为了使反馈回路无效，也可以将图8的电流i
adj
固定为零。例如，也可以将作为频率稳定化电路240的输出的控制信号v
ctrl
固定为图8的电流i
adj
为零的电压电平。或者，也可以在进入dcm模式时，使图8的gm放大器252的动作停止，使电流i
adj
为零。
[0111]
图8的电流i
adj
为零时的阈值电压v
th
成为式(6)。
[0112]vth
＝v
out
×
r22/(r21+r22)＝γ
×vout
…
(6)
[0113]
γ＝r22/(r21+r22)
[0114]
如果将式(6)代入到式(3)，那么作为dcm模式中的导通时间t
on_dcm
，获得式(7)。
[0115]
t
on_dcm
＝β
·vth
/v
in
＝β
·
γ
×vout
/v
in
…
(7)
[0116]
该导通时间t
on_dcm
与输入电压v
in
和输出电压v
out
的比(降压比)成比例，不依赖于负载电流。
[0117]
图10是说明控制电路200a中的ccm模式、dcm模式及切换动作的图。为了理解的容易化、说明的简洁化，而使输入电压v
in
与输出电压v
out
固定，仅负载电流i
out
变化。在负载电流较小的区域中成为dcm模式，在负载电流较大的区域中以ccm模式动作。
[0118]
在dcm模式中，导通时间t
on_dcm
由式(7)表示，此时的开关频率f
sw_dcm
根据负载电流i
out
而变化。此处，如果从dcm模式移行到ccm模式，那么频率稳定化控制有效，所以开关频率f
sw_ccm
被稳定化为基准频率f
ref
。在该模式间转变时，如果即将移行到ccm模式之前的频率f
sw_dcm
高于基准频率f
ref
，那么刚移行到ccm模式之后，线圈电流产生零交叉，再次返回到dcm模式。根据情况，有时会产生在ccm模式与dcm模式之间来回的模式间振荡。
[0119]
为了抑制该模式间振荡，只要f
sw_dcm
＜f
ref
的关系成立即可。因此，只要使dcm模式中的导通时间t
on_dcm
比理想状态的导通时间t
on(ideal)
＝t
ref
×vout
/v
in
长即可(将此称为第1切换方式)。
[0120]
图11是已抑制模式间振荡的控制电路200a的动作波形图。通过dcm模式的导通时间t
on_dcm
变长，而dcm模式中的线圈电流i
l
与图10时相比变大。结果，负载电流i
out
增加，在移行到ccm模式之后，不易产生电流零交叉，而能够抑制模式间振荡。
[0121]
图12是阈值电压产生电路250b的电路图。该阈值电压产生电路250b为了抑制模式间振荡，而对图8的阈值电压产生电路250进行了修正。阈值电压产生电路250b包含gm放大器252及分压电路254b。分压电路254b构成为在ccm模式与dcm模式中，分压比γ可变，ccm模式中的分压比γ
ccm
与dcm模式中的分压比γ
dcm
满足以下的关系式。
[0122]
γ
ccm
＜γ
dcm
[0123]
例如，也可以利用可变电阻构成下侧的电阻r22，使ccm模式的电阻值高于dcm模式的电阻值。相反，也可以利用可变电阻构成上侧的电阻r21，使ccm模式的电阻值低于dcm模式的电阻值。
[0124]
图13是表示dcm模式中的输出电压波形的图。dcm模式中的纹波电压是负载电流i
out
越小则越大，在负载电流i
out
充分小的状态下，能够使将线圈电流的标注有阴影的部分时间积分所得的电荷量除以输出电容器的电容值所得的值与赋予纹波电压v
ripple
所得的值近似，由式(8)表示。
[0125]
[数1]
[0126][0127]
根据式(8)，dcm模式中的纹波电压v
ripple
与导通时间的平方成比例。例如，如果导通时间为1.5倍，那么纹波电压v
ripple
为2.25倍。在第1切换方式中，使dcm模式中的导通时间t
on_dcm
比理想状态的导通时间t
on(ideal)
＝t
ref
×vout
/v
in
长。因此，在dcm模式中的动作中，存在输出电压v
out
的纹波变大的问题。在想要使dcm模式中的纹波电压v
ripple
变小的情况下，可以使用以下说明的第2切换方式。
[0128]
图14是说明第2切换方法中的从dcm模式向ccm模式转变的图。在第2切换方式中，在ccm模式中进行pwm(pulse width modulation，脉宽调制)控制。具体来说，通过pll控制调整导通时间，以固定频率动作。
[0129]
另一方面，在dcm模式中进行pfm(pulse frequency modulation，脉冲频率调制)控制。在pfm控制中，解除pll控制，导通时间t
on
设定为理想状态的导通时间t
on(ideal)
。
[0130]
图14表示从轻负载状态向重负载状态的转变。随着负载电流变大而高阻抗(hiz)的期间t
hiz
变短，从dcm模式切换为ccm模式。与切换为ccm同时地使pll控制有效，而以pwm控制动作。
[0131]
图15是说明第2切换方法中的从ccm模式向dcm模式转变的图。图15表示从重负载状态向轻负载状态的转变。随着负载电流减少，而线圈电流i
l
降低，从ccm模式移行到dcm模式。在第1切换方式中，与移行到dcm模式同时地，使pll无效，但在第2切换方式中，使pll控制保持有效。于是，为了将频率控制为固定，随着负载电流i
out
变小而导通时间变短，与此相反，高阻抗区间t
hiz
逐渐变长。而且，高阻抗区间t
hiz
超过规定长度t
const
时使pll控制无效。由此，将导通时间t
on
设定为理想状态的导通时间t
on(ideal)
。通过该控制，能够抑制轻负载时的纹波电压。
[0132]
图16是与第2切换方式对应的dc/dc转换器100b的电路图。dc/dc转换器100b与图10的dc/dc转换器100a同样地，具备零电流检测电路300。零电流检测电路300在cot信号为截止电平的截止期间中，监视流到同步整流晶体管m2的电流，如果检测到该电流为零(电流零交叉)，那么使零电流检测信号zc生效。
[0133]
逻辑电路280b基于零电流检测信号zc，切换pwm控制与pfm控制，并且产生高侧脉冲sp1及低侧脉冲sp2。
[0134]
图17是与第2切换方式对应的逻辑电路280b的框图。逻辑电路280b具备开关控制器310、高阻抗区间判定部312、及pwm-pfm控制部318。
[0135]
开关控制器310基于接通信号turn_on、断开信号turn_off及零电流检测信号zc，产生高侧脉冲sp1及低侧脉冲sp2。
[0136]
高阻抗区间判定部312判定高阻抗区间t
hiz
比规定时间t
const
长还是短。在t
hiz
＞t
const
时，判定信号zc2生效(例如高)。例如，高阻抗区间判定部312包含延迟电路314及选择
器(多路复用器)316。延迟电路314对零电流检测信号zc赋予与规定时间t
const
对应的延迟。选择器316接收延迟后的零电流检测信号zcd与延迟前的零电流检测信号zc，在pwm控制的期间，选择零电流检测信号zcd，在pfm控制的期间，选择零电流检测信号zc，并将所选择的信号作为判定信号zc2输出。
[0137]
pwm-pfm控制部318在判定信号zc2生效时，使pll_en信号为低，禁能(disable)频率稳定化电路240。由此，成为pfm控制。
[0138]
pwm-pfm控制部318在判定信号zc2不生效的情况下，使pll_en信号为高，致能(enable)频率稳定化电路240。由此，成为pwm控制。
[0139]
图18是与图17的逻辑电路280b的从dcm模式向ccm模式的转变相关的动作波形图。
[0140]
首先，是轻负载状态，以pfm控制动作。随着负载电流变大而高阻抗(hiz)的期间t
hiz
变短，不久，线圈电流i
l
的谷值大于零时，零电流检测信号zc不再生效，移行到ccm模式。如果零电流检测信号zc不再生效，那么判定信号zc2也不再生效，所以pll_en信号变为高，频率稳定化电路240被致能，而移行到pwm控制。
[0141]
图19是与图17的逻辑电路280b的从ccm模式向dcm模式的转变相关的动作波形图。首先，是重负载状态，以pwm控制动作。随着负载电流减少，而线圈电流i
l
降低，线圈电流i
l
的谷值降低到零为止，移行到dcm模式。在刚移行到dcm模式之后，由于t
hiz
＜t
const
，所以判定信号zc2不生效，pll_en信号维持高。因此，在短暂的期间，pll控制有效，开关频率保持为固定，随着负载电流i
out
变小而导通时间变短，与此相反，高阻抗区间t
hiz
逐渐变长。而且，如果高阻抗区间t
hiz
超过规定长度t
const
，那么判定信号zc2生效。结果，pll_en信号变为低，pll控制无效。如果pll控制无效，那么导通时间t
on
被设定为理想状态的导通时间t
on(ideal)
。通过该控制，能够抑制轻负载时的纹波电压。
[0142]
以上，根据实施方式对本公开进行了说明。业者应理解该实施方式为例示，所述各构成要素或各处理工艺的组合可以有各种变化例，另外，那样的变化例也在本公开的范围内。以下，对这样的变化例进行说明。
[0143]
(变化例1)
[0144]
图20是变化例1的导通时间产生电路220的一部分的电路图。充电电路230包含第1端接收输入电压v
in
且第2端与电容器c2连接的电阻r31。
[0145]
图21是表示在图20的导通时间产生电路220中产生的斜率电压v
c2
的图。斜率电压v
c2
在电压电平较低的区域中，相对于时间线性地增大，所以通过以成为可以将阈值电压v
th
视为线性的区域的方式规定，能够代替图7的充电电路230。图20的充电电路230由于可以由1个电阻构成，所以与图7的充电电路230相比，能够使电路面积变小。
[0146]
(变化例2)
[0147]
为了抑制模式间振荡，也可以代替切换阈值电压产生电路250的分压比γ，或者除此以外，在dcm模式与ccm模式中切换充电电路230的增益α。具体来说，ccm模式中的增益α
ccm
与dcm模式中的增益αγ
dcm
也可以满足以下的关系式。
[0148]
α
ccm
＞α
dcm
[0149]
由此，dcm模式中的电容器c2的充电速度变慢，所以能够使导通时间t
on_dcm
变长。
[0150]
(变化例3)
[0151]
另外，为了抑制模式间振荡，也可以使电容器c2的电容值可变。具体来说，ccm模式
中的电容c
ccm
与dcm模式中的电容cγ
dcm
也可以满足以下的关系式。
[0152]cccm
＜c
dcm
[0153]
由此，dcm模式中的产生于电容器c2的斜率电压v
c2
的斜率变小，所以能够使导通时间t
on_dcm
变长。
[0154]
(变化例4)
[0155]
在实施方式中，在dcm模式与ccm模式中，由相同的第1比较器210产生接通信号turn_on，但也可以在dcm模式与ccm模式中使用不同的比较器。
[0156]
(变化例5)
[0157]
在图8中，将输出电压v
out
输入到分压电路254，但并不限定于此，也可以输入相当于输出电压v
out
的目标电压v
out(ref)
的电压。
[0158]
(变化例6)
[0159]
在实施方式中，开关晶体管m1及同步整流晶体管m2集成化在控制电路200中，但并不限定于此，开关晶体管m1、同步整流晶体管m2也可以为外部安装的分立元件。另外，同步整流晶体管m2也可以为n通道mosfet(metal-oxide-semiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，在该情况下，只要对高侧驱动器292追加自举电路即可。
[0160]
(用途)
[0161]
dc/dc转换器100或者控制电路200可以用于电源管理ic(integrated circuit)，但并不限定于此。
[0162]
图22是具备电源管理ic400的系统500的框图。系统500具备电源管理ic400及多个即n个(n≧2)负载502_1～502_n。电源管理ic400与外部安装的周边电路一起形成多个通道ch1～chn的电源电路，对多个负载502_1～502_n供给适当的电压电平的电源电压v
dd1
～v
ddn
。多个通道中的几个(在该例中为通道ch1、ch2)为降压转换器，它们的控制电路410_1、410_2由所述控制电路200的体系结构构成。另外，其它通道由ldo(low drop output，低压降)电路420构成。定序器402控制多个通道的电源电路的启动顺序、停止顺序、它们的时序。
[0163]
系统500并不特别限定，例如为数据中心用的ssd(solid state drive，固态驱动器)存储装置。或者，系统500也可以为车载用的视听设备，也可以为膝上/桌上型计算机、服务器，也可以为智能手机、平板计算机、音频播放器等电子设备。
[0164]
[符号的说明]
[0165]
m1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
开关晶体管
[0166]
m2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
同步整流晶体管
[0167]
c2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
电容器
[0168]
100
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
dc/dc转换器
[0169]
102
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
输入线
[0170]
104
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
输出线
[0171]
110
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
主电路
[0172]
200
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
控制电路
[0173]
210
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第1比较器
[0174]
212
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
纹波重叠电路
[0175]
220
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
导通时间产生电路
[0176]
230
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
充电电路
[0177]
232
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
v/i转换电路
[0178]
234
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
电流镜像电路
[0179]
240
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
频率稳定化电路
[0180]
242
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
振荡器
[0181]
244
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
相位频率比较器
[0182]
246
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
电荷泵电路
[0183]
250
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
阈值电压产生电路
[0184]
252
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
gm放大器
[0185]
254
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
分压电路
[0186]
260
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第2比较器
[0187]
280
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
逻辑电路
[0188]
282
ꢀꢀꢀꢀꢀ
触发器
[0189]
290
ꢀꢀꢀꢀꢀ
驱动器
[0190]
292
ꢀꢀꢀꢀꢀ
高侧驱动器
[0191]
294
ꢀꢀꢀꢀꢀ
低侧驱动器
[0192]
310
ꢀꢀꢀꢀꢀ
开关控制器
[0193]
312
ꢀꢀꢀꢀꢀ
高阻抗区间判定部
[0194]
314
ꢀꢀꢀꢀꢀ
延迟电路
[0195]
316
ꢀꢀꢀꢀꢀ
多路复用器
[0196]
318
ꢀꢀꢀꢀꢀ
pwm-pfm控制部。