控制器、开关变换器及用于开关变换器的控制方法与流程

1.本发明涉及电力技术领域，尤其涉及一种控制器、一种开关变换器及一种用于开关变换器的控制方法。


背景技术：

2.开关变换器能在一定负载范围内实现恒定电压输出，其结构稳定、高效且控制模式多样，因而广泛地应用在大功率电压变换场合。cot(constant on-time，恒定导通时间)控制模式是业界对于开关变换器采用的最广泛的控制模式之一，cot控制模式的环路简单，对外围器件依赖较少，有助于提升板级集成度，同时响应速度快，轻载效率高。
3.对工作在cot控制模式的开关变换器而言，其导通时间(on-time)是相对恒定的，与预设工作频率相关；关断时间则是由采样反馈电压vfb降至内部基准的时刻决定，易受pcb板及走线寄生引起的噪声影响，产生抖动(jitter)，使得周期长度离散，恶化系统定频特性。当噪声较大时，频率抖动现象十分明显。增加采样反馈电压(vfb)的纹波斜率或在基准电压叠加斜坡可改善抖动的问题，但增加vfb的纹波斜率会成比例增大输出纹波，这对后级敏感电路意味着更大的电源噪声，故不可取，业界通用的办法是在基准电压上叠加一定幅值的斜坡。当在基准电压上叠加一固定斜坡量，等效于在vfb上叠加了等量的补偿斜坡，使vfb的下降斜率增大，抗噪声能力得以大幅提升。
4.由于频率抖动的存在，一般不会将补偿斜坡设置为在理想周期长度处归零，而会留出一定裕量以保证周期被扰动时接触点的斜率不受影响。这之间的直流差值通常需要额外的直流校正环路(dc loop)消除，由于直流校正环路中反馈运放的存在及环路稳定性要求，其响应速度较慢，仅作用于稳态精度校正。
5.开关变换器可操作于ccm(continuous conduction mode，连续导通模式)或dcm(discontinuous conduction mode，非连续导通模式)，在ccm下，开关变换器处于重负载，在dcm下，开关变换器处于轻负载。当由ccm(重载)切换至dcm(轻载)后，由于单周期内大部分电流充至输出电容，输出纹波增大，故频率抖动现象得以缓解，故在dcm下无需额外斜坡补偿。当由ccm切换至dcm，常规做法是将叠加在基准电压上的补偿斜坡延伸至零并钳位，从而在dcm下停止斜坡补偿，直接将采样反馈电压vfb与基准电压比较即可确定下一周期的开启时刻，当dcm切换至ccm再恢复斜坡补偿。但是，这种做法也带来一个显著问题，即在轻重载跳变的时候会引入额外的直流失调，造成输出直流误差，使得负载跳变期间输出电压形成明显的上下冲现象，恶化了负载跳变特性。


技术实现要素：

6.为了消除常规斜坡补偿方式引入的额外直流失调，提升开关变换器的瞬态跳变特性，本发明提供一种控制器、一种开关变换器及一种用于开关变换器的控制方法。
7.一方面，本发明提供一种控制器，用于控制开关变换器中的功率开关器件，将一直流输入电压转换为一直流输出电压，所述控制器包括：
8.采样反馈电路，得到基于所述直流输出电压的采样反馈电压；
9.斜坡补偿电路，输出一周期性变化的斜坡电压和一峰值电压，并根据所述峰值电压与所述斜坡电压提供一补偿电压；
10.比较电路，在每个开关周期将所述采样反馈电压与一基准电压和所述补偿电压之和进行比较以确定所述功率开关器件在下一开关周期的开启时刻；
11.其中，当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式时，所述峰值电压被抬升一直流调整量，当开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，所述峰值电压被减去所述直流调整量。
12.可选的，所述比较电路包括直流校正电路，所述直流校正电路将所述采样反馈电压与所述基准电压进行比较，并通过误差放大将所述采样反馈电压的稳态值钳位在所述基准电压。
13.可选的，所述斜坡补偿电路包括：
14.斜坡发生器，用于产生周期性的电压信号，所述电压信号的幅值不超过第一电压基准值；
15.跨导放大器，与所述斜坡发生器的输出连接，所述跨导放大器用于将所述斜坡电压信号转换为电流信号；
16.第一电阻和第二电阻，串联连接在所述第一电压基准值和接地端之间，且串联节点连接所述跨导放大器的输出，所述电流信号和所述第一电压基准值共同作用在所述第二电阻上产生的电压作为所述斜坡电压。
17.可选的，所述斜坡补偿电路包括峰值电压输出单元，用于生成所述峰值电压；所述峰值电压输出单元包括选择电路，所述选择电路根据所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式的时刻，将所述峰值电压抬升所述直流调整量；根据所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式的时刻，将所述峰值电压减去所述直流调整量。
18.可选的，所述峰值电压输出单元还包括第一电流源和第三电阻，所述第一电流源连接所述第三电阻的一端，所述第一电流源在所述第三电阻上产生的压降等于所述直流调整量；所述第三电阻的另一端连接第一电压基准值，所述第一电流源和所述第三电阻的连接点输出第二电压值；当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式，所述选择电路选择所述第二电压值作为所述峰值电压；当所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式，所述选择电路选择所述第一电压基准值作为所述峰值电压。
19.可选的，所述选择电路还包括迟滞单元，当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式时，等待一预设时长后，将所述峰值电压抬升所述直流调整量；当所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，等待一预设时长后，将所述峰值电压减去所述直流调整量。
20.可选的，所述斜坡补偿电路包括峰值电压输出单元，用于生成所述峰值电压；所述峰值电压输出单元包括：
21.第一电容，所述第一电容的第一端输出所述峰值电压，另一端接地；
22.第二电流源，所述第二电流源的输入端连接所述第一电容的第一端，输出端接地，
所述第二电流源提供所述峰值电压到地的放电通路；
23.运算放大器，所述运算放大器的一个输入端接入所述峰值电压，另一个输入端接入所述斜坡电压；
24.开关管，所述开关管的控制端连接所述运算放大器的输出端，当所述峰值电压小于所述斜坡电压，所述开关管导通，片上电源通过所述开关管为所述第一电容充电，直至所述峰值电压不小于所述斜坡电压。
25.另一方面，本发明提供一种开关变换器，所述开关变换器包括功率开关器件、储能元件、输出电容和控制器，所述控制器通过控制所述功率开关器件的动作将一直流输入电压开关周期性地传送给所述储能元件和输出电容，并在所述输出电容上获得一直流输出电压，其特征在于，所述控制器包括：
26.采样反馈电路，得到基于所述直流输出电压的采样反馈电压；
27.斜坡补偿电路，输出一周期性变化的斜坡电压和一峰值电压，并根据所述峰值电压与所述斜坡电压提供一补偿电压；
28.比较电路，在每个开关周期将所述采样反馈电压与一基准电压和所述补偿电压之和进行比较以确定所述功率开关器件在下一开关周期的开启时刻；
29.其中，当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式时，所述峰值电压被抬升一直流调整量，当开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，所述峰值电压被减去所述直流调整量。
30.可选的，所述比较电路包括直流校正电路，所述直流校正电路将所述采样反馈电压与所述基准电压进行比较，并通过误差放大将所述采样反馈电压的稳态值钳位在所述基准电压。
31.可选的，所述斜坡补偿电路包括：
32.斜坡发生器，用于产生周期性的电压信号，所述电压信号的幅值不超过第一电压基准值；
33.跨导放大器，与所述斜坡发生器的输出连接，用于将所述电压信号转换为电流信号；
34.第一电阻和第二电阻，串联连接在所述第一电压基准值和地之间，且串联节点连接所述跨导放大器的输出，所述电流信号和所述第一电压基准值共同作用在所述第二电阻上产生的电压作为所述斜坡电压。
35.可选的，所述斜坡补偿电路包括峰值电压输出单元，用于生成所述峰值电压；所述峰值电压输出单元包括选择电路，所述选择电路根据所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式的时刻，将所述峰值电压抬升所述直流调整量；根据所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式的时刻，将所述峰值电压减去所述直流调整量。
36.可选的，所述峰值电压输出单元还包括第一电流源和第三电阻，所述第一电流源连接所述第三电阻的一端，所述第一电流源在所述第三电阻上产生的压降等于所述直流调整量；所述第三电阻的另一端连接第一电压基准值，所述第一电流源和所述第三电阻的连接点输出第二电压值；当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式，所述选择电路选择所述第二电压值作为所述峰值电压；当所述开关变换器由非连续导
通工作模式切换至连续导通工作模式，所述选择电路选择所述第一电压基准值作为所述峰值电压。
37.可选的，所述选择电路还包括迟滞单元，当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式时，等待一预设时长后，将所述峰值电压抬升所述直流调整量；当所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，等待一预设时长后，将所述峰值电压减去所述直流调整量。
38.可选的，所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式的时刻根据流经所述储能元件的电流减小为零值的时刻决定。
39.可选的，所述斜坡补偿电路包括峰值电压输出单元，用于生成所述峰值电压；所述峰值电压输出单元包括：
40.第一电容，所述第一电容的第一端输出所述峰值电压，另一端接地；
41.第二电流源，所述第二电流源的输入端连接所述第一电容的第一端，输出端接地，所述第二电流源提供所述峰值电压到地的放电通路；
42.运算放大器，所述运算放大器的一个输入端接入所述峰值电压，另一个输入端接入所述周期性的斜坡电压；以及，
43.开关管，所述开关管的控制端连接所述运算放大器的输出端，当所述峰值电压小于所述斜坡电压，所述开关管导通，片上电源通过所述开关管为所述第一电容充电，直至所述峰值电压不小于所述斜坡电压。
44.再一方面，本发明提供一种用于开关变换器的控制方法，所述开关变换器将一直流输入电压转换为一直流输出电压，所述控制方法包括：
45.基于所述直流输出电压得到采样反馈电压；
46.产生一周期性变化的斜坡电压和一峰值电压，并根据所述峰值电压与所述斜坡电压提供一补偿电压；
47.在每个开关周期，将所述采样反馈电压与一基准电压和所述补偿电压之和进行比较以确定所述功率开关器件在下一开关周期的开启时刻；
48.其中，当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式时，所述峰值电压被抬升一直流调整量，当所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，所述峰值电压被减去所述直流调整量。
49.可选的，所述控制方法还包括直流校正，所述直流校正将所述采样反馈电压与所述基准电压进行比较，并通过误差放大将所述采样反馈电压的稳态值钳位在所述基准电压。
50.本发明提供的控制器用于控制开关变换器中的功率开关器件，将一直流输入电压转换为一直流输出电压，所述控制器包括采样反馈电路、斜坡补偿电路及比较电路，当所述开关变换器由连续导通工作模式切换至非连续导通工作模式时，所述斜坡补偿电路输出的峰值电压被抬升一直流调整量，当开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，所述峰值电压被减去所述直流调整量，如此可以消除常规斜坡补偿方式引入的额外直流失调，采样反馈电压vfb的谷值在负载稳定期间和负载跳变期间均能保持恒定，相较常规斜坡补偿方式可有效减小负载跳变期间输出电压的上下冲现象，提升开关变换器的瞬态跳变特性。本发明提供的开关变换器及用于开关变换器的控制方法具有类似的优点。
附图说明
51.图1是采用常规斜坡补偿方式获得的补偿斜坡以及对采样反馈电压的谷值影响的示意图。
52.图2是本发明一实施例的开关变换器的示意图。
53.图3是本发明一实施例中的电感电流、斜坡电压、峰值电压以及采样反馈电压的示意图。
54.图4是本发明一实施例中的斜坡补偿电路的示意图。
55.图5是本发明一实施例的开关变换器与采用常规斜坡补偿方式的开关变换器由ccm跳变为dcm时补偿斜坡以及输出电压的仿真结果比较。
56.图6是本发明一实施例的开关变换器与采用常规斜坡补偿方式的开关变换器由dcm跳变为ccm时补偿斜坡以及输出电压的仿真结果比较。
57.图7是本发明另一实施例中的斜坡补偿电路的示意图。
58.图8是利用本发明另一实施例中的斜坡电压和峰值电压的波形示意图。
59.图9是本发明一实施例的用于开关变换器的控制方法的示意图。
60.附图标记说明：
61.100-斜坡补偿电路；110-斜坡电压输出单元；120、130-峰值电压输出单元。
具体实施方式
62.以下结合附图和具体实施例对本发明的控制器、开关变换器及用于开关变换器的控制方法作进一步详细说明。根据下面的说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
63.开关变换器的恒定电压输出是由周期性的功率开关器件动态调整输出至储能元件的能量实现的。如背景技术所述，对工作在cot模式的开关变换器而言，在基准电压上叠加一定幅值的斜坡，等效于在采样反馈电压vfb上叠加了等量斜坡，可以使采样反馈电压vfb的等效下降斜率增大，抗噪声能力得以大幅提升。
64.图1是采用常规斜坡补偿方式获得的补偿斜坡以及对采样反馈电压的谷值影响的示意图。图1中从上至下的三部分曲线分别表示电感电流il、常规斜坡补偿方式下的斜坡电压slope_n、以及基于输出电压得到的采样反馈电压vfb与补偿电压ref-slope的示意图。如图1所示，slope_n表示一周期性变化的斜坡电压，其幅值即补偿斜坡量的大小，slope_p为该斜坡电压的峰值电压，两者之差slope＝slope_p-slope_n作为应用于上述基准电压的补偿电压。该补偿电压在理想周期长度处不归零，而是留出一定裕量vos，以保证周期被扰动时采样反馈电压vfb与斜坡补偿后的基准电压(波形变化与图1中的ref-slope一致)的接触点的斜率基本不受影响。
65.在图1中的前两个周期，开关变换器为ccm，期间采样反馈电压vfb与补偿电压ref-slope在接触点处存在一定的直流调整量vos，该直流调整量vos在稳态下由直流校正环路(dc loop)抵消掉。直流校正环路的架构在此不作特别限定，可以是图2中所示的由电阻、电容和误差放大器ea所构成的dc loop电路，其具体工作方式将在后文中阐述。
66.但是，在图1中的后两个周期，开关变换器产生负载切变，由ccm切换为非连续导通
工作模式如dcm，电感电流il于t1时刻过零，开关变换器的上功率管和下功率管被关断。由于补偿斜坡被钳位至零，采样反馈电压vfb与补偿电压ref-slope在接触点的差值也降至零，而直流校正环路此时校正量来不及变化，依旧保持在之前的直流调整量vos，使得采样反馈电压vfb的谷值被等效抬升了直流调整量vos的大小，这部分抬升的电压会通过采样反馈电压vfb放大折算至输出端，使得开关变换器的直流输出电压发生过冲。在ccm切换为dcm时，环路响应延时导致的过量电流储存至输出电容，本身就造成输出过冲，而斜坡电压slope_n钳位造成的采样反馈电压vfb谷值的抬升则进一步加大了过冲量，恶化了负载跳变特性。若直流输出电压的采样反馈系数为β，则由补偿斜坡钳位在输出端引起的过冲量vout_delta为vos/β，即vout_delta＝vos/β。
67.本发明的主要目的是消除常规斜坡补偿方式引入的额外直流失调，提升开关变换器的瞬态跳变特性。本发明实施例的控制器、包括控制器的开关变换器以及用于开关变换器的控制方法均采用的是一种自适应的斜坡补偿方式，例如，在负载跳变时，使叠加在基准电压vref上的补偿斜坡延伸至零并钳位，并且，对基准电压vref叠加一跳变前直流调整量大小的补偿量，且仍可以采用直流校正环路(dc loop)进行稳态校正，能够动态消除负载切变期间的直流失调，优化负载跳变特性及输出精度，在保留斜坡补偿优点的基础上，能自适应地抵消如图1所示的负载工作模式切换时由于斜坡补偿方式造成的输出直流误差，提升瞬态跳变特性。
68.本发明实施例涉及的开关变换器可采用非隔离降压(buck)拓扑、非隔离升压(boost)拓扑、非隔离升降压(buck-boost)拓扑、以及隔离反激式(flyback)拓扑等电路结构中的一种。此处所述开关控制器例如采用cot(恒定导通时间)控制模式。
69.本发明实施例的开关变换器可包括功率开关器件、储能元件、输出电容和控制器。图2是本发明一实施例的开关变换器的示意图。参照图2，作为示例，所述开关变换器将一直流输入电压vin转换为一直流输出电压vout，其中，功率开关器件包括上功率管s1和下功率管s2，储能元件包括一电感lout，直流输入电压vin连接在上功率管s1的源极，而下功率管s2的源极接地，上功率管pm和下功率管nm的漏极连接到电感l的一端，电感l的另一端与输出电容c的一端相连，输出电容cout的另一端接地。
70.本发明实施例的开关变换器中，所述控制器通过控制所述功率开关器件的动作将一直流输入电压vin周期性地传送给所述储能元件和输出电容，并在所述输出电容上获得一直流输出电压vout，所述控制器包括采样反馈电路、斜坡补偿电路100及比较电路，并且，利用所述采样反馈电路可得到基于所述直流输出电压的采样反馈电压vfb，利用所述斜坡补偿电路可输出一周期性变化的斜坡电压slope_n和一峰值电压slope_p，并根据所述峰值电压slope_p与所述斜坡电压slope_n提供一补偿电压ref-slope，利用所述比较电路可在每个开关周期将所述采样反馈电压vfb与一基准电压vref和所述补偿电压ref-slope之和进行比较以确定所述功率开关器件在下一开关周期的开启时刻；其中，当所述开关变换器由连续导通工作模式(或ccm)切换至非连续导通工作模式(或dcm)时，所述峰值电压slope_p被抬升一直流调整量，当开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，所述峰值电压slope_p被减去所述直流调整量。进一步说明如下。
71.参照图2，所述采样反馈电路包括串联连接的电阻rfb1和rfb2，通过对直流输出电压vout进行分压，以得到采样反馈电压vfb。采样反馈电压vfb和基准电压vref的差值经过
误差放大器ea放大，产生的误差电压信号经过直流校正环路(dc loop)校正，输入比较电路，该比较电路另外还接收采样反馈电压vfb、斜坡补偿电路100输出的周期性变化的斜坡电压(slope_n)和峰值电压(slope_p)，并在每个开关周期将所述采样反馈电压与基准电压和所述补偿电压之和进行比较，输出触发导通信号，经过ton生成单元(ton：导通时间)形成脉宽调制信号(pwm)输出。
72.如图2所示，所述控制器还可包括驱动电路，以利用所述驱动电路控制上功率管s1和下功率管s2中的每个关断或者打开。示例的，在导通时间内，上功率管s1打开，下功率管s2关断，电感电流上升，经过固定的导通时间之后，上功率管s1关断，下功率管s2打开，电感电流下降。需要说明的是，图2所示的结构仅作示例，本发明对开关变换器的具体架构不作特别限定。本发明实施例描述的控制器可用于各种适合的开关变换器。
73.本发明实施例的开关变换器中，可采用直流校正环路(dc loop)来消除每个周期的直流调整量(如图1中的vos)。如图2所示，示例的，所述直流校正环路包括输入上述比较电路的一钳位电压(v_clamp)，该钳位电压的信号与误差放大器ea的输出端之间并联设置有一电容和一电阻。本发明对用于消除每个周期的直流调整量的直流校正环路的具体架构不作特别限定。
74.以下结合附图主要对控制器中的斜坡补偿电路100进行说明。
75.图3是本发明一实施例中的电感电流、斜坡电压、峰值电压以及采样反馈电压的示意图。图3中从上至下的三部分波形分别表示电感电流il(虚线表示电流均值)、采用本实施例斜坡补偿方式的周期性变化的斜坡电压(slope_n)和峰值电压(slope_p)、以及采样反馈电压vfb与补偿电压(ref-slope)的比较。如图3所示，补偿斜坡中，slope_n表示一周期性变化的斜坡电压，其幅值即补偿斜坡量的大小，slope_p为上述峰值电压(稳态时峰值电压slope_p为斜坡电压slope_n的峰值)，斜坡补偿电路100可根据所述峰值电压slope_p与所述斜坡电压slope_n提供一补偿电压。示例的，以两者之差slope＝slope_p-slope_n作为应用于基准电压vref的补偿电压，这种叠加的补偿量只与两个电压相对值有关而与绝对值无关，有利于电路正常工作点的选取。补偿电压ref-slope的值叠加到例如是一基准电压vref，可以获得补偿后的基准电压。所述补偿电压可以在理想周期长度处不归零，即留出一定裕量，以保证周期被扰动时采样反馈电压vfb与补偿后的基准电压的接触点的斜率基本不受影响。
76.在图3中的前两个周期，开关变换器为ccm，输出纹波较小，直流调整量vos为ccm下斜坡补偿电路100的峰值电压slope_p与每周期末接触点处斜坡电压slope_n的峰值之差，稳态工作时可由直流校正环路(dc loop)校正；在图3中最后一个周期，开关变换器切换至非连续导通工作模式如dcm，输出纹波增大，且在t1时刻电感电流(il)过零(0a)，开关变换器的上功率管s1和下功率管s2关断，依靠输出电容持续放电，输出电压继续降低，故采样反馈电压vfb的斜率发生了变化。不同于常规斜坡补偿方式，本实施例在电感电流过零之后的t2时刻将峰值电压slope_p抬升，例如在所述开关变换器的电感电流过零之后的10ms～20ms使所述峰值电压被抬升一直流调整量。需要说明的是，t1和t2可以重合，这里有时间差可以仅是电路延时造成的差异，也可以包括出于可靠性的需要而设置的等待时间。具体的，t2时刻峰值电压slope_p被抬升的抬升量可以是直流校正环路(dc loop)在每个周期所消除的直流调整量的大小(vos)。通过将斜坡电压的峰值电压slope_p抬升直流调整量vos，等
效于ccm转换至dcm之后将补偿斜坡钳位，使得最终反馈电源vfb和基准电压vref之间在接触点处仍相差一直流调整量vos，可以被直流校正环路(dc loop)校正。这样，在负载跳变时，采样反馈电压vfb的谷值在负载切换期间保持一致，从而可以完全抵消了轻重载切换带来的vos误差。当所述开关变换器由ccm切换至dcm之后，峰值电压slope_p保持抬升后的值，直至当所述开关变换器由dcm切换至ccm时，该抬升量被减去，使得最终反馈电源vfb和基准电压vref之间在接触点处仍相差一直流调整量vos，可以被直流校正环路(dc loop)校正。
77.图4是本发明一实施例中的斜坡补偿电路的示意图。如图4所示，一实施例中，斜坡补偿电路100通过开环方式实现斜坡电压slope_n和峰值电压slope_p的输出，并且，当所述开关变换器由ccm切换至非连续导通工作模式时，所述峰值电压slope_p被抬升一直流调整量，当开关变换器由非连续导通工作模式切换至ccm时，所述峰值电压slope_p被减去所述直流调整量。所述开关变换器由ccm切换至非连续导通工作模式的时刻可根据流经储能元件(例如图2中的lout)的电流减小为零值的时刻决定。
78.具体的，参照图4，所述斜坡补偿电路100包括斜坡电压输出单元110，斜坡电压输出单元110包括斜坡发生器(slope generator)、跨导放大器、第一电阻r1和第二电阻r2。所述斜坡发生器用于产生周期性的电压信号vc，所述电压信号vc的幅值不超过第一电压基准值v1。第一电压基准值v1是由芯片内部产生的稳定且具有带载能力的恒定基准电压，用以确定电路正确的工作点及斜坡电压slope_n的峰值上限。所述跨导放大器与所述斜坡发生器的输出连接，所述跨导放大器用于将所述电压信号vc转换为电流信号。第一电阻r1和第二电阻r2串联连接在所述第一电压基准值v1和地之间，且第一电阻r1和第二电阻r2的串联节点连接所述跨导放大器的输出，所述跨导放大器输出的电流信号和所述第一电压基准值v1共同作用在所述第二电阻r2上产生的电压作为所述斜坡电压slope_n。
79.进一步的，本实施例中，所述斜坡补偿电路100还包括峰值电压输出单元120，用于生成上述峰值电压slope_p；所述峰值电压输出单元120包括选择电路，所述选择电路根据所述开关变换器由ccm切换至dcm的时刻，将所述峰值电压slope_p抬升所述直流调整量，并且，根据所述开关变换器由dcm切换至ccm的时刻，将所述峰值电压slope_p减去所述直流调整量。
80.此外，本实施例中，峰值电压输出单元120还包括第一电流源ib1和第三电阻r3；具体的，第一电流源ib1的输入端连接至片上电源avdd，而输出端连接第三电阻r3的一端，第一电流源ib1在第三电阻r3上产生的压降等于峰值电压slope_p被抬升的所述直流调整量；第三电阻r3的另一端连接第一电压基准值v1，第一电流源ib1和第三电阻r3的连接点输出第二电压值v2；本实施例中，由于第一电流源ib1在第三电阻r3上的压降为前述失调电压量vos，即第二电压值v2可表示为：
81.v2＝v1+vos。
82.如图4所示，所述选择电路可包括切换开关s1，s1例如为逻辑开关。当开关变换器由dcm切换至ccm以及在ccm工作时，切换开关s1断开所述第二电压值v2，并将峰值电压输出单元120输出的峰值电压slope_p选择为第一电压基准值v1；当开关变换器由ccm切换至dcm以及在dcm工作时，切换开关s1断开第一电压基准值v1，并将峰值电压slope_p选择为第二电压值v2。
83.此外，所述选择电路还可包括迟滞单元(图未示)，当所述开关变换器由连续导通
工作模式切换至非连续导通工作模式时，等待一预设时长后，将所述峰值电压抬升所述直流调整量；当所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，等待一预设时长后，将所述峰值电压减去所述直流调整量，以降低在临界负载下出现误动作的风险，增强系统稳定性。
84.将开关变换器的开关周期记为tsw，c为存储斜坡发生器产生的电压信号vc的电容的电容量，则电压信号vc的电压幅值可表示为：
85.vc＝ib1*tsw/c
86.通过设置斜坡发生器与开关变换器的开关频率相关，可以实现不同频率下恒定幅值的电压信号vc的输出。后级的跨导放大器将电压信号vc按一定比例转换为电流信号，设定跨导放大器的等效电阻为r0，则通过推导，斜坡电压输出单元110产生的斜坡电压slope_n可表示为：
87.slope_n＝(v1/r1+vc/r0)*(r1//r2)
88.将前述vc《v1代入上式得：
89.slope_n《v1*(r1//r2)/(r1//r0)
90.通过合理设计电阻r0、r1、r2比例，可实现在dcm下工作时斜坡电压slope_n稳定于第一电压基准值v1。图3示出了本实施例在ccm切换至dcm时斜坡电压slope_n和峰值电压slope_p的输出波形。图4所示的峰值电压输出单元120的电路以开环方式获取峰值电压slope_p，响应速度快，结构简单。
91.图5是本发明一实施例的开关变换器与采用常规斜坡补偿方式的开关变换器由ccm跳变为dcm时补偿斜坡以及输出电压的仿真结果比较。图6是本发明一实施例的开关变换器与采用传统常规补偿方式的开关变换器由dcm跳变为ccm时补偿斜坡以及输出电压的仿真结果比较。图5和图6中，从上至下，第一段纵坐标对应的波形为电感电流的曲线，其从ccm跳变为dcm时下降，而从dcm跳变为ccm时上升；第二段纵坐标对应的波形为采用常规斜坡补偿方式时开关变换器的斜坡电压slope_n和峰值电压slope_p的输出波形，记为常规斜坡补偿；第三段纵坐标对应的波形为采用本实施例的斜坡补偿方式的开关变换器的斜坡电压slope_n和峰值电压slope_p的输出波形，记为本方案斜坡补偿；第四段纵坐标对应的波形分别为采用常规斜坡补偿方式得到的直流输出电压的输出波形(如图5和图6中箭头vout所示)和采用本方案的斜坡补偿方式得到的直流输出电压vout的输出波形(如图5和图6中箭头vout所示)。
92.根据图5和图6所示的常规斜坡补偿方式和采用本实施例的斜坡补偿方式得到的直流输出电压的输出波形的仿真结果对比，可以看出，相对于常规斜坡补偿方式，采用本实施例的斜坡补偿方式，直流输出电压vout在负载双向切换时均能够更快速地稳定在目标输出值，可以加快恢复时间，有效优化负载跳变的瞬态特性。
93.另一些实施例中，为了将采样反馈电压vfb的直流(dc)值在负载跳变期间均钳至同一基准电压，在开关变换器于ccm时，可采样直流校正环路(dc loop)校正的直流调整量vos并存储，以电感电流过零信号或其延迟信号作为标志，在开关变换器由ccm跳变至非连续导通工作模式时，将采样的直流调整量vos叠加至峰值电压slope_p，而在开关变换器由非连续导通工作模式跳变至ccm时，再去掉该叠加量，也可使反馈电压vfb的谷值在负载稳定期间和负载跳变期间均能保持恒定，从而相较常规斜坡补偿方式可有效减小负载跳变期
间输出电压的上下冲现象。
94.以下结合附图主要对本发明另一实施例的斜坡补偿电路进行说明。该实施例中，斜坡补偿电路100可采用如图4所示的斜坡电压输出单元110来生成一周期性变化的斜坡电压slope_n，但峰值电压slope_p的实现方式有所不同。该实施例中，斜坡补偿电路100通过反馈环路使峰值电压slope_p在开关变换器的每个开关周期均跟随斜坡电压slope_n的峰值电位，在开关变换器由ccm切换至dcm时，峰值电压slope_p随斜坡电压slope_n的峰值电位被抬升一直流调整量(如图1所示的vos大小)，而在开关变换器由dcm切换至ccm时，峰值电压slope_p被减去该直流调整量。
95.图7是本发明另一实施例中的斜坡补偿电路的示意图。参照图7，该实施例中，斜坡补偿电路100包括用于生成上述峰值电压slope_p的峰值电压输出单元130；所述峰值电压输出单元130进一步可包括：
96.第一电容(c2)，所述第一电容的第一端输出峰值电压slope_p，另一端接地；
97.第二电流源(ib2)，所述第二电流源的输入端连接所述输出电容的第一端，所述第二电流源的输出端接地，所述第二电流源提供所述峰值电压slope_p到地的放电通路；
98.运算放大器，所述运算放大器的一个输入端接入所述峰值电压slope_p，另一个输入端接入斜坡电压输出单元110输出的斜坡电压slope_n；
99.开关管(m1)，所述开关管的控制端连接所述运算放大器的输出端，当峰值电压slope_p小于斜坡电压slope_n，所述开关管导通，片上电源电压avdd通过所述开关管为所述第一电容充电，直至峰值电压slope_p不小于斜坡电压slope_n。
100.图7所示的实施例中，峰值电压slope_p的具体控制方式如下：当slope_p低于slope_n，运算放大器拉低开关管m1的栅极电位，向输出slope_p的第一电容c2迅速补给电流，直至slope_p的电压上升至slope_n，m1通路关断。电流源ib2提供slope_p到地的微弱放电通路，使slope_p能动态稳定于slope_n的峰值电位，以此实现每个开关周期末接触点处补偿斜坡自动归零。需要说明的是，图7中，上述开关管m1采用pmos管实现，运算放大器的同向输入端连接峰值电压slope_p，而反相输入端连接斜坡电压slope_n，本发明不限于此，所述开关管m1也可以采用其它适合的开关元件。例如在另一实施例中，开关管m1采用nmos管实现，而运算放大器的反向输入端连接峰值电压slope_p，而同相输入端连接斜坡电压slope_n，仍能够实现如图7所示的峰值电压输出单元130所实现的峰值跟随效果。在又一实施例中，开关管m1采用nmos管实现，运算放大器的同向输入端连接峰值电压slope_p，而反相输入端连接斜坡电压slope_n，并且在运算放大器的输出端和开关管m1的控制端之间设置有反相器；或者，开关管m1采用pmos管实现，运算放大器的反向输入端连接峰值电压slope_p，而同相输入端连接斜坡电压slope_n，并且在运算放大器的输出端和开关管m1的控制端之间设置有反相器，均能够实现如图7所示的峰值电压输出单元130所实现的峰值跟随效果。
101.如图8所示，该实施例中，在t3和t4时刻，峰值电压slope_p通过ib2通路放电至略低于slope_n电位，开关管m1的电流补给通路开启，将slope_p上拉至slope_n。由图8中可看出，前两周期的连续导通模式及后续周期的非连续导通模式，slope_p均能实现对slope_n的峰值跟随功能，在所述开关变换器由ccm切换至dcm后，峰值电压slope_p随斜坡电压slope_n的峰值电位被抬升所述直流调整量的大小，使负载跳变期间由补偿斜坡引入的额
外直流失调自动归零，而基准电压vref与采样反馈电压vfb的谷值保持跳变前的直流调整量，该直流调整量可由直流校正环路校正，从而采样反馈电压vfb的谷值在负载稳定期间和负载跳变期间均能保持恒定，相较常规斜坡补偿方式可有效减小负载跳变期间输出电压的上下冲现象。
102.本发明实施例还涉及一种用于开关变换器的控制方法，以消除常规斜坡补偿方式引入的额外直流失调，使采样反馈电压vfb的谷值在负载稳定期间和负载跳变期间均能保持恒定。所述开关变换器将一直流输入电压(vin)转换为一直流输出电压(vout)。
103.图9是本发明一实施例的用于开关变换器的控制方法的示意图。参照图9，所述控制方法包括：
104.步骤s1：基于开关变换器输出的直流输出电压得到采样反馈电压；
105.步骤s2：产生一周期性变化的斜坡电压和一峰值电压，并根据所述峰值电压与所述斜坡电压提供一补偿电压；
106.步骤s3：在每个开关周期，将所述采样反馈电压与一基准电压和所述补偿电压之和进行比较以确定所述功率开关器件在下一开关周期的开启时刻；其中，当所述开关变换器由连续导通工作模式(ccm)切换至非连续导通工作模式(dcm)时，所述峰值电压被抬升一直流调整量，当所述开关变换器由非连续导通工作模式切换至连续导通工作模式时，所述峰值电压被减去所述直流调整量。
107.该控制方法中，可以通过开环方式实现所述峰值电压的输出，在所述开关变换器由ccm切换至非连续导通工作模式时，单独将所述峰值电压抬升所述直流调整量的大小；或者，也可以通过反馈环路使所述峰值电压在所述开关变换器的每个开关周期均动态跟随所述斜坡电压的峰值电位，在所述开关变换器由ccm切换至非连续导通工作模式时，使所述峰值电压随所述斜坡电压抬升所述直流调整量的大小。关于具体的电路实现方式可参考前面实施例描述的斜坡补偿电路，此处不再赘述。
108.此外，所述控制方法还可包括直流校正，所述直流校正将所述采样反馈电压与所述基准电压进行比较，并通过误差放大将所述采样反馈电压的稳态值钳位在所述基准电压。
109.上述控制方法中，步骤s1～s3随着周期均重复进行，不代表严格的先后次序，步骤s1和s2分别用于获得采样反馈电压和补偿电压，它们也可以同步进行。
110.本发明实施例的控制器、开关变换器及用于开关变换器的控制方法中，当开关变换器由ccm切换至dcm时，用于进行斜坡补偿而输出的峰值电压被抬升一直流调整量，当开关变换器由dcm切换至ccm时，所述峰值电压被减去所述直流调整量，如此可以消除常规斜坡补偿方式引入的额外直流失调，使采样反馈电压的谷值在负载稳定期间和负载跳变期间均能保持恒定，相较常规斜坡补偿方式可有效减小负载跳变期间输出电压的上下冲现象，提升开关变换器的瞬态跳变特性。
111.需要说明的是，本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同和相似的部分互相参见即可。
112.上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明权利范围的任何限定，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，
依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。