一种用于多磁路变压器输出的单相逆变器控制系统及方法与流程

1.本发明涉及单相逆变器控制技术领域，具体涉及一种用于多磁路变压器输出的单相逆变器控制系统及方法。


背景技术：

2.单相逆变器常用的控制方式包括电压型控制和电流型控制。电压型控制通过控制输出电压来间接控制输出电流，这种控制方法为开环控制，优点在于无需电流反馈，控制结构简单同时控制效果也较为稳定但由于没有电流反馈环节，能量损耗也较为严重。电流型控制包括pi控制、重复控制、模糊控制、滑模变结构控制、比例谐振控制和模型预测控制等。pi控制结构简单、控制稳定，但其无法实现对交流量的无静差控制同时无法解决快速性和稳定性之间的矛盾。模型预测控制响应快速但对系统模型要求精度高，其控制效果受系统参数变化影响。


技术实现要素：

3.本发明提出一种原边模型预测控制和副边pi有效值控制相结合的双闭环单相逆变器控制方法。
4.本发明旨在提供一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法，所述交流输出回路包括超级电容器、三个单相逆变单元、多磁路变压器、压短路保护装置和断路器试件，所述交流输出回路控制方法包括以下步骤：
5.建立单相逆变器系统的连续模型，获取最优电压矢量，通过svpwm调制得到控制igbt动作的开关信号；
6.通过系统损耗因素对系统控制影响，建立单相逆变器系统的真实模型，并结合扩张状态观测器设计的线性时变的观测器获取系统误差；
7.采用在线参数辨识实时对控制模型的阻抗进行修改，达到更优越的控制效果。
8.更进一步地，所述单相逆变器系统的连续模型为：
[0009][0010]
其中，r表示交流输出回路的电阻，l表示交流输出回路的电感，i
t
表示逆变器输出电流，u
t
表示逆变器输出电压；
[0011]
所述单相逆变器系统的真实模型为：
[0012][0013]
其中，d表示系统误差。
[0014]
更进一步地，对于系统的真实模型采用中心差分得到的系统的离散模型为：
[0015][0016]
其中，i
t
(k+1)是下一时刻逆变器输出电流，i
t
(k)是当前时刻逆变器输出电流，i
t
(k-1)是上一时刻逆变器输出电流，ts是逆变器控制周期。
[0017]
采用无差拍控制令i
t
(ref)＝i
t
(k+1)，其中，i
t
(ref)为给定的逆变器输出电流，则可得最优电压矢量为：
[0018][0019]
其中，u
′
t
是最优电压矢量。
[0020]
更进一步地，令u
t
＝u以及d＝x2，所述单相逆变器系统的真实模型可表示为如下形式：
[0021][0022]
其中，a＝r，b＝1。
[0023]
更进一步地，所述单相逆变器系统的真实模型与所述观测器结合为：
[0024][0025]
其中，z2表示观测的误差，β1表示第一计算常数，β1＝2ω-r；e1＝z
1-x1表示电流观测值和实际值的误差，β2表示第二计算常数，β2＝ω2；ω表示所选择的扩张状态观测器的带宽；
[0026]
由所述扩张状态观测器的收敛性，所述观测的误差z2即为系统误差d。
[0027]
更进一步地，所述在线参数辨识基于采样得到的逆变器输出电压、逆变器输出电流、多磁路变压器副边电流得到系统阻抗和多磁路变压器的变比。
[0028]
更进一步地，所述逆变器输出电压和逆变器输出电流进行一般性假设：
[0029][0030]
其中，u
t
表示逆变器输出电压，i
t
表示逆变器输出电流，u表示交流分量的电压幅值，i表示交流分量的电流幅值，ω为角频率，表示电压的初始相位角，表示电流的初始相位角。
[0031]
更进一步地，所述逆变器输出电压和逆变器输出电流分别乘以sinωt和cosωt得到电压的q轴分量u
tq
、电压的d轴分量u
td
、电流的q轴分量i
tq
和电流的d轴分量i
td
：
[0032][0033]
其中，u
tq
、u
td
、i
tq
和i
td
分别包含一个直流分量和以及一个二倍频的交流分量，将所述u
tq
、u
td
、i
tq
和i
td
输入低通滤波器即可得到相应的直流分量。
[0034]
更进一步地，根据所述直流分量得到系统的阻抗，所述系统的阻抗为：
[0035][0036]
根据所述系统的阻抗动态调整系统模型的阻抗，使控制效果更加精确。
[0037]
更进一步地，所述交流输出回路控制方法还包括以下步骤：
[0038]
基于单相逆变单元igbt的导通压降、二极管的管压降、igbt的导通延迟和关断延迟、死区时间、直流母线电压和控制周期计算误差电压，再将误差电压补偿到逆变器输出电压中：
[0039][0040]
其中，u
ce
表示igbt的导通压降，u
df
表示二极管的管压降，t
on
、t
off
和t
dead
分别表示igbt的导通延迟、关断延迟和死区时间，u
dc
表示直流母线电压，ts表示逆变器控制周期，δu表示误差电压。
[0041]
本发明的有益效果包括：
[0042]
本发明采用原边模型预测控制和副边pi有效值控制相结合的双闭环控制策略，同时发挥了模型预测控制的快速性和pi控制的稳定性的优点，使系统具有输出波形稳定，输出谐波小，动态响应快速，同时抗干扰能力强等优点。
[0043]
本发明采用状态观测器来观测系统误差，主动考虑了系统损耗产生的误差对系统控制的影响。
[0044]
本发明采用在线参数辨识的方法实时检测系统阻抗的变化，建立更加精确的系统模型，使系统的控制更加稳定。
[0045]
本发明采用死区时间补偿使实际输出电压和给定输出电压之间误差更小，减小系统的谐波，使系统的控制更加精确。
附图说明
[0046]
图1是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路的电路
拓扑示意图；
[0047]
图2是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中参数匹配时副边电流输出有效值示意图；
[0048]
图3是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中参数不匹配时副边电流输出有效值示意图；
[0049]
图4是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中参数不匹配带补偿时副边电流输出有效值示意图；
[0050]
图5是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流5000a输出30s波形示意图；
[0051]
图6是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流5000a输出30s波形示意图；
[0052]
图7是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流10000a输出3s波形示意图；
[0053]
图8是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流10000a输出3s波形示意图；
[0054]
图9是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流20000a输出1s波形示意图；
[0055]
图10是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流20000a输出1s波形示意图；
[0056]
图11是本发明实施例提供的一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法中副边电流5000a输出0.2s波形示意图。
具体实施方式
[0057]
下面结合附图对本发明的技术方案进行更详细的说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。
[0058]
如附图1所示，本发明提供了一种用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法，该用于断路器分断能力测试的交流输出回路控制方法用于对断路器分断能力测试的交流输出回路进行控制，使其能够输出3ka-50ka交流电流以检测断路器的分断能力。交流输出回路包括超级电容器、三个单相逆变单元、多磁路变压器、压短路保护装置和断路器试件。
[0059]
超级电容器的正极和负极分别接到三个单相逆变单元；每个单相逆变单元包含2个igbt半桥模块，每个igbt半桥模块的上管的集电极接到超级电容器的正极，下管的发射极接到超级电容器的负极；三个单相逆变单元的输出分别连接多磁路变压器的三个原边绕组，多磁路变压器的副边绕组接到断路器试件；过压短路保护装置与断路器试件并联。
[0060]
本发明考虑到变压器漏感等因素，采用原边模型预测控制和副边pi有效值控制相结合的双闭环控制方法，具体的控制方法包括：
[0061]
在原边模型预测中，以其中的一路逆变器为例，先建立单相逆变器系统的连续模型：
[0062][0063]
其中，r表示交流输出回路的电阻，l表示交流输出回路的电感，i
t
表示逆变器输出电流，u
t
表示逆变器输出电压。
[0064]
假设由于系统损耗等因素对系统控制产生了影响，则单相逆变器系统的真实模型可表示为：
[0065][0066]
其中，d表示系统误差。
[0067]
对于系统的真实模型采用中心差分得到的系统的离散模型可表示为：
[0068][0069]
其中，i
t
(k+1)是下一时刻逆变器输出电流，i
t
(k)是当前时刻逆变器输出电流，i
t
(k-1)是上一时刻逆变器输出电流，ts是逆变器控制周期。
[0070]
采用无差拍控制令i
t
(ref)＝i
t
(k+1)，其中，i
t
(ref)为给定的逆变器输出电流，则可得最优电压矢量为：
[0071][0072]
其中，u
′
t
是最优电压矢量，再经过svpwm调制即可得到控制igbt动作的开关信号。
[0073]
假设令u
t
＝u以及d＝x2，则单相逆变器系统的真实模型可表示为如下形式：
[0074][0075]
其中，a＝r，b＝1，根据上式结合扩张状态观测器设计的线性时变的观测器，其形式改写为：
[0076][0077]
其中，z2表示观测的误差，β1表示第一计算常数，e1＝z
1-x1表示电流观测值和实际值的误差，β2表示第二计算常数。
[0078]
由于扩张状态观测器的收敛性，可得误差方程如下所示：
[0079][0080]
其中，e2相当于系统误差观测值和实际值的误差。
[0081]
对求导可得：
[0082][0083]
当系统的扰动为常值时，令β1＝2ω-r，β2＝ω2，其中，ω为所选择的扩张状态观测
器的带宽，系统方程的根都在左半平面，则系统稳定，e1收敛到0，同理可证得e2收敛，因此扩张状态观测器是收敛的，则可得到z2近似等于x2，观测得到z2的值即为系统误差d。
[0084]
如附图2-4所示，采用模型预测控制时电流输出仿真波形，图2为当给定系统阻抗和实际阻抗参数相匹配时输出交流电的有效值，可见给定20000a时电流输出误差小于1％；图3为给定电阻比实际电阻大0.5倍，给定电感比实际电感小0.2倍时输出交流电的有效值，可见给定20000a时电流输出误差近似5％；图4为给定电阻比实际电阻大0.5倍，给定电感比实际电感小0.2倍，同时加入状态观测器对系统误差进行观测并补偿时输出交流电的有效值，可见给定20000a时电流输出能很好的控制在给定值。根据图2-图4所示仿真结果在采用带补偿的模型预测控制时能达到一个很好的控制效果，可见在采用模型预测控制时对系统模型需要有一个比较精确的建模。
[0085]
由于在对原边电流进行控制时，模型预测控制需要精确的系统模型才能达到很好的控制效果，因此采用了在线参数辨识的方法实时的对控制模型的阻抗进行修改以达到更优越的控制效果。在线参数辨识，用于基于采样得到的逆变器输出电压、逆变器输出电流、多磁路变压器副边电流得到系统阻抗和多磁路变压器的变比。具体做法为对逆变器输出电压和逆变器输出电流做一般性假设，如下式所示：
[0086][0087]
其中，u
t
表示逆变器输出电压，i
t
表示逆变器输出电流，u表示交流分量的电压幅值，i表示交流分量的电流幅值，ω为角频率，表示电压的初始相位角，表示电流的初始相位角。
[0088]
将u
t
和i
t
分别乘以sinωt和cosωt得到u
tq
、u
td
、i
tq
和i
td
，如下式所示：
[0089][0090]
如上式所示，电压的q轴分量u
tq
、电压的d轴分量u
td
、电流的q轴分量i
tq
和电流的d轴分量i
td
分别包含一个直流分量和以及一个二倍频的交流分量，将u
tq
、u
td
、i
tq
和i
td
输入低通滤波器即可得到相应的直流分量。由于和包含了电压电流的相位信息和幅值信息，因此可根据直流分量计算得到系统的阻抗，计算方法如下：
[0091][0092]
根据上式即可动态的调整系统模型的阻抗，使控制效果更加精确。同时根据原边
输出电流和副边输出电流之间的比值即可得到变压器的变比。
[0093]
死区时间补偿，用于基于单相逆变单元igbt的导通压降u
ce
、二极管的管压降u
df
、igbt的导通延迟t
on
和关断延迟t
off
、死区时间t
dead
、直流母线电压u
dc
和控制周期ts得到误差电压δu。具体数学模型为：
[0094][0095]
再将误差电压补偿到逆变器输出电压u
t
中。
[0096]
如附图5-11所示，采用罗氏线圈测量得到的不同档位副边电流输出实验结果图，纵轴1v对应实际输出20000a。图5和图6为副边电流有效值设定为5000a输出30s波形；图7和图8为副边电流有效值设定为10000a输出3s波形；图9和图10为副边电流有效值设定为20000a输出1s波形；图11为副边电流有效值设定为50000a输出0.2s波形。可以看到采用本发明控制策略输出电流波形呈较良好的正弦波形，电流能较快速达到设定值，动态响应速度快，控制稳定可靠性高。
[0097]
本发明不仅局限于上述具体实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开内容，可以采用其它多种具体实施方式实施本发明，因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变换或更改的设计，都落入本发明保护的范围。