一种直流变压器拓扑结构和控制方法与流程

1.本发明属于中低压直流配电技术领域，具体涉及一种直流变压器拓扑结构和控制方法。


背景技术：

2.随着直流电力变换技术的发展以及直流分布式电源和直流负荷的日益增多，直流配电技术受到了越来越多的关注。和传统的交流配电网相比，直流配电网具有线路成本低，输电损耗小，供电可靠性高，具有环保优势等优点。但目前，直流配电网尚无统一的电压等级，实现不同电压等级的中低压直流配电网和直流微网互联的直流变压器成为了研究的热点。由于电力电子器件耐压和通流能力限制，直流变压器通常采用输入串联输出并联的结构，高压侧采用串联结构实现大电压输入，低压侧采用并联结构实现大功率输出。
3.在直流变压器中，当高压侧直流电压为20kv且采用1700v电压等级的开关管，不论采用双有源桥dab变换器还是谐振变换器，均需要24级模块级联，无疑增加直流变压器的体积，降低了功率密度。直流变压器子模块的拓扑结构有两种：dab变换器和llc谐振变换器。其中，dab变换器是伪谐振式dc/dc变换器，llc谐振变换器是谐振式dc/dc变换器。dab变换器存在以下问题：所有管子都是硬关断的；受igbt死区时间影响，轻载时各开关管难以实现零电压开通；变换器内部存在无功环流。而双移相控制方式以及移相+占空比的控制方式虽然可以解决无功换流的问题，但无法改善开关管的软开关性能。此外，虽然llc谐振变换器工作效率比dab变换器要高，但依然存在电压增益范围有限的问题。


技术实现要素：

4.为克服上述现有技术的不足，本发明提出一种直流变压器拓扑结构和控制方法，用于在正常工作时，实现直流变压器输出电压的宽范围控制；和在直流变压器拓扑结构故障时，维持直流变压器的输出电压。
5.本发明提供一种直流变压器拓扑结构，包括：若干级联的谐振变换器；
6.各级谐振变换器前均连接有电容切换模块和均压模块；
7.所述均压模块为四电平谐振电路，包括多个串联的igbt，所述均压模块用于在与多个串联的igbt连接的电容切换模块的控制下，利用串联的igbt提高与多个串联的igbt连接的谐振变换器的输入电压。
8.优选的，所述多个串联的igbt构成igbt串联电路，所述igbt串联电路的两端为a点和b点；所述igbt串联电路等分为n组；其中n至少为3。
9.优选的，所述均压模块还包括：n个级联的电容；所述n个级联的电容接入a点和b点之间；级联的各电容分别与各组igbt串联电路并联。
10.优选的，所述n个级联的电容接入a点和b点之间后与谐振变换器连接。
11.优选的，所述n个级联的电容接入a点和b点之间后与谐振变换器连接，包括：
12.当n为奇数时，以所述均压模块中自a点至b点的第(n+1)/2个电容的两端与谐振变
换器连接；
13.当n为偶数时，以所述均压模块中自a点至b点的第n/2或第n/2+1个电容的两端与谐振变换器连接。
14.优选的，所述均压模块还包括：谐振回路，所述谐振回路数量为n-1个；各谐振回路级联。
15.优选的，所述各组igbt串联电路的中点具有引线；
16.各谐振回路的两端连接在相邻组igbt串联电路的引线上。
17.优选的，所述电容切换模块为boost电路，以boost电路的中点和boost电路的一端为所述拓扑结构的输入端口；以boost电路的两端为电容切换模块的输出端分别接入a点和b点。
18.优选的，所述各级谐振变换器为全桥拓扑结构；
19.所述各级谐振变换器的输入端与各级均压模块连接；
20.以各级谐振变换器的输出端为所述拓扑结构的输出端口。
21.基于同一发明构思，本发明还提供了一种直流变压器拓扑结构的控制方法，包括：
22.当直流变压器拓扑结构中有谐振变换器、电容切换模块或均压模块故障时，通过非故障的各级电容切换模块基于故障时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中串联的igbt，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压。
23.优选的，所述产生相应的脉冲控制与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中串联的igbt，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压，包括：
24.基于脉冲导通或关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的igbt，控制所述非故障的各级均压模块中的谐振回路导通或关断，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压。
25.优选的，所述基于脉冲导通或关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的igbt，控制所述非故障的各级均压模块中的谐振回路导通或关断，包括：
26.基于脉冲，通过导通或关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的igbt，控制非故障的各级均压模块中多个谐振回路导通，以利用谐振回路为所述非故障的各级均压模块中的电容充电；
27.基于脉冲，通过关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的全部igbt，控制非故障的各级均压模块中的谐振回路全部关断，并通过非故障的各级均压模块中的电容，为与非故障的各级均压模块中的电容连接的非故障的各级谐振变换器供电。
28.优选的，所述当直流变压器拓扑结构中有谐振变换器、电容切换模块或均压模块故障时，通过非故障的各级电容切换模块基于故障时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中串联的igbt，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压，还包括：
29.当规格为输入电压
±
10kv、输出电压750v且功率1mw的直流变压器中有两级谐振
变换器、电容切换模块或均压模块故障时，通过非故障的各级电容切换模块基于故障时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中串联的igbt，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级均压模块的输入电压，使非故障的各级谐振变换器的输出电压仍为750v。
30.一种直流变压器拓扑结构的控制方法，包括：
31.当直流变压器在不同电压下正常工作时，通过各级电容切换模块基于正常工作时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与各级电容切换模块连接的各级均压模块中串联的igbt，以提高与各级均压模块中串联的igbt连接的各级谐振变换器的输入电压。
32.优选的，所述通过各级电容切换模块基于正常工作时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与各级电容切换模块连接的各级均压模块中串联的igbt，以提高与各级均压模块中串联的igbt连接的各级谐振变换器的输入电压，还包括：
33.当规格为输入电压
±
10kv、输出电压750v且功率1mw的直流变压器正常工作时，通过各级电容切换模块基于正常工作时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与各级电容切换模块连接的各级均压模块中串联的igbt，以提高与各级均压模块中串联的igbt连接的各级谐振变换器的输入电压，使各级谐振变换器的输出电压为750v。
34.与最接近的现有技术相比，本发明具有的有益效果如下：
35.本发明提供了一种直流变压器拓扑结构和控制方法，包括：若干级联的谐振变换器；各级谐振变换器前均连接有电容切换模块和均压模块；所述均压模块为四电平谐振电路，包括多个串联的igbt，所述均压模块用于在与多个串联的igbt连接的电容切换模块的控制下，利用串联的igbt提高与多个串联的igbt连接的谐振变换器的输入电压；本发明提供的拓扑结构，当输入总电压一定时，利用串联的igbt提高与多个串联的igbt连接的谐振变换器的输入电压由此可减少谐振变换器的级联数量。本发明提供的拓扑结构和控制方法，通过电容切换模块的投切，实现均压模块输入电压的宽范围控制，从而实现输出电压的宽范围控制。
36.采用本发明提供的拓扑结构和控制方法，当拓扑结构中有两级谐振变换器故障退出时，通过电容切换模块基于故障时交流电的震荡进行投切，控制与非故障的谐振变换器连接的均压模块中串联的igbt，提高非故障谐振变换器的输入电压，可使非故障的谐振变换器输出电压维持不变。本发明提供的均压模块可根据交流电的脉冲切换工作模态，实现igbt零电流关断。
附图说明
37.图1为本发明提供的一种直流变压器拓扑结构示意图；
38.图2为当前通用的直流变压器的拓扑结构示意图；
39.图3为本发明提供的一种直流变压器拓扑结构的控制方法流程示意图；
40.图4为本发明提供的一个直流变压器10模块级联拓扑结构示意图；
41.图5为本发明提供的一个直流变压器10模块级联拓扑结构中单模块的结构示意图；
42.图6为本发明提供的一个直流变压器10模块级联拓扑结构中单模块的开关信号及对应的电流电压波形图；
43.图7为本发明提供的一个直流变压器10模块级联拓扑结构中单模块的均压模块模态1下的电路导通关断示意图；
44.图8为本发明提供的一个直流变压器10模块级联拓扑结构中单模块的均压模块模态3下的电路导通关断示意图；
45.图9为本发明提供的一个直流变压器拓扑结构以三个单模块级联为例的电压测量点示意图；
46.图10为本发明提供的一个直流变压器拓扑结构以三个单模块级联为例的模态1下的控制信号及对应的电流电压波形图；
47.图11为本发明提供的一个直流变压器拓扑结构以三个单模块级联为例的模态2下的控制信号及对应的电流电压波形图；
48.图12为本发明提供的一个直流变压器拓扑结构以三个单模块级联为例的模态3下的控制信号及对应的电流电压波形图。
具体实施方式
49.下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。
50.实施例1：
51.本发明提供的一种直流变压器拓扑结构，其结构示意图如图1所示，包括：若干级联的谐振变换器；
52.各级谐振变换器前均连接有电容切换模块和均压模块；
53.所述均压模块为四电平谐振电路，包括多个串联的igbt，所述均压模块用于在与多个串联的igbt连接的电容切换模块的控制下，利用串联的igbt提高与多个串联的igbt连接的谐振变换器的输入电压。
54.现有的直流变压器拓扑，当高压侧直流电压为20kv且采用1700v电压等级的开关器件(开关管)，不论采用dab变换器还是谐振变换器，均需要24级模块级联，如图2所示，这无疑增加直流变压器的体积，降低了其功率密度。为此，本发明设计了一种新的直流变压器拓扑结构以解决级联数目多的问题。首先，为了减少直流变压器的串联级数，提高直流变压器的功率密度，本发明提出了一种电容切换模块(又称为sc模块)+均压模块+谐振变换器(又称为llc模块)的直流变压器的拓扑结构；同时，为了解决直流变压器子模块(电容切换模块、均压模块或谐振变换器)故障退出导致的子模块输入电压变高，弥补llc变换器电压增益范围有限的问题，本发明还提出了一种sc模块的控制方法。
55.本发明设计的拓扑结构中多个串联的igbt构成igbt串联电路(在图1中以6个igbt串联为例)，所述igbt串联电路的两端为a点和b点；所述igbt串联电路等分为n组；其中n至少为3(在图1中等分为3组)。
56.具体来说：本发明设计的均压模块还包括：n个级联的电容；所述n个级联的电容接入a点和b点之间；级联的各电容分别与各组igbt串联电路并联。
57.所述n个级联的电容接入a点和b点之间后与谐振变换器连接：
58.当n为奇数时，以所述均压模块中自a点至b点的第(n+1)/2个电容的两端与谐振变换器连接；
59.当n为偶数时，以所述均压模块中自a点至b点的第n/2或第n/2+1个电容的两端与
谐振变换器连接。
60.所述均压模块还包括：谐振回路，所述谐振回路数量为n-1个(在图1中为2个)；各谐振回路级联。
61.各组igbt串联电路的中点具有引线；
62.各谐振回路的两端连接在相邻组igbt串联电路的引线上。所述多个串联的igbt，用于在输入总电压一定时，在电容切换模块的控制下提高谐振变换器的输入电压值，由此可达到减少谐振变换器级联数量的效果；
63.所述谐振回路，用于在电容切换模块的控制下形成四电位，使各电容电压均匀分布。电容切换模块为boost电路，以boost电路的中点和boost电路的一端为所述拓扑结构的输入端口；以boost电路的两端为电容切换模块的输出端，分别接入a点和b点。
64.所述各级谐振变换器为全桥拓扑结构；
65.所述各级谐振变换器的输入端与各级均压模块连接；
66.以所述各级谐振变换器的输出端为所述拓扑结构的输出端口。
67.实施例2：
68.本实施例对一种直流变压器拓扑结构的控制方法的具体实现过程进行介绍，该直流变压器拓扑结构例如是实施例1中提供的直流变压器拓扑结构，当直流变压器拓扑结构中有谐振变换器、电容切换模块或均压模块故障时，其流程示意图如图3所示，包括：
69.当直流变压器拓扑结构中有谐振变换器、电容切换模块或均压模块故障时，通过非故障的各级电容切换模块基于故障时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中串联的igbt，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压。
70.所述产生相应的脉冲控制与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中串联的igbt，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压，包括：
71.基于脉冲导通或关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的igbt，控制所述非故障的各级均压模块中的谐振回路导通或关断，以提高与非故障的各级均压模块中串联的igbt连接的非故障的各级谐振变换器的输入电压。
72.所述基于脉冲导通或关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的igbt，控制所述非故障的各级均压模块中的谐振回路导通或关断，包括：
73.基于脉冲，通过导通或关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的igbt，控制非故障的各级均压模块中多个谐振回路导通，以利用谐振回路为所述非故障的各级均压模块中的电容充电；
74.基于脉冲，通过关断与非故障的各级电容切换模块连接的非故障的各级均压模块中的全部igbt，控制非故障的各级均压模块中的谐振回路全部关断，并通过非故障的各级均压模块中的电容，为与非故障的各级均压模块中的电容连接的非故障的各级谐振变换器供电。
75.当直流变压器在不同电压下正常工作时，其流程示意图如图3所示，包括：
76.当直流变压器在不同电压下正常工作时，通过各级电容切换模块基于正常工作时交流电的震荡进行投切，产生相应的脉冲控制与各级电容切换模块连接的各级均压模块中
串联的igbt，以提高与各级均压模块中串联的igbt连接的各级谐振变换器的输入电压。
77.本发明所设计的直流变压器的拓扑结构，不仅减少了子模块的级联数量，提高了直流变压器的功率密度，同时解决了llc谐振变换器电压增益变化范围有限的问题。
78.从拓扑结构看，均压模块减少了谐振变换器的级联数量(当输入总电压一定时，单个模块输入电压越高级联模块数量越少，本文中的拓扑结构通过均压模块采用igbt串联的方式提高了子模块的输入电压)，sc模块实现了输入输出电压的宽范围调节(sc模块本质是一个boost电路，通过控制sc模块的投切实现均压模块输入电压的宽范围控制，从而实现输出电压的宽范围控制)。
79.例如，对于一个输入电压
±
10kv、输出电压750v且功率1mw的直流变压器，子模块需要12个，单模块输入电压为1666v，输出电压为750v，单模块功率需要100kw，当有两个模块故障退出时，单模块输入电压为2000v，单模块输出功率为100kw时，输出电压只有600v，若采用本发明的sc模块及其控制方法，当有两个模块故障退出时，输出功率为100kw时，输出电压依然能够维持在750v。
80.实施例3：
81.本实施例提出的一种直流变压器拓扑结构和控制方法，该拓扑结构和控制方法不仅可以减小直流变压器的体积，提高其功率密度，同时还可以解决llc谐振变换器的调压范围有限的问题。为达到上述目的，本实施例提供如下技术方案：
82.在直流配电网系统中，一般直流变压器输入端电压为
±
10kv，输出端电压为750v，当采用传统直流变压器结构且igbt电压等级选择1700v时，直流变压器需要24级模块级联，如图2所示。当采用本实施例设计的含有均压模块的直流变压器结构时(sc模块+均压模块+llc模块)，如图4所示，直流变压器只需要10级模块级联。
83.具体来说：在本实施例中，输入电压20kv，如果igbt电压用到833v，则高压侧的llc谐振变换器需要串入24级。加入均压模块后，级联数量变为原来的1/3，级联数量变成8级，再加入两级冗余后(在直流变压器中一般要求两级子模块发生故障时，故障模块退出后，直流变压器仍然可以继续工作，这就是两级冗余)，级联数量为10级。
84.如图5所示，为直流变压器10模块级联拓扑结构中单模块的拓扑结构，单模块由sc模块、均压模块和dc/dc模块(即llc模块)组成。其中，均压模块采用四电平谐振电路(即电路存在4个电位点，分别为：0，1/3v
in
，2/3v
in
，v
in
)，dc/dc模块采用llc谐振变换器。
85.本实施例提供了均压模块开关信号及对应波形图，如图6所示。由图6可以看出均压模块工作时，存在4个工作模态，所述4个模态根据脉冲自动切换。图中，i
lp1
表示电感l
p1
的电流，i
lp2
表示电感l
p2
的电流，i
pm
表示电感l
p1
和l
p2
的电流最大值，v
cp1
表示电容c
p1
的电压，v
cp2
表示电容c
p2
的电压，v
cpm
表示电容c
p1
和c
p2
的电压最大值，s
p1a
、s
p2a
、s
p3a
、s
p1b
、s
p2b
和s
p3b
为开关信号，tr表示谐振周期，t
dead
表示死区。
86.模态1(t
0-t1)：在t0时刻，s
p1a
、s
p2a
和s
p3a
导通，s
p1b
、s
p2b
和s
p3b
关断。均压模块输出端电容c
i1
通过s
p1a
、l
p1
和s
p2a
为谐振电容c
p1
充电，谐振电流i
lp1
为从t
0-t1时刻的半个正弦波；
87.与此同时，谐振电容c
p2
通过s
p2a
、l
p2
和s
p3a
给均压模块输出端电容c
i2
充电，谐振电流i
lp2
为从t
0-t1时刻的半个负正弦波。
88.如图7所示为单模块的均压模块模态1下的电路导通关断示意图，图中l
p1
和c
p1
的谐振回路导通，l
p2
和c
p2
的谐振回路导通，i
lp1
和i
lp2
分别为流过谐振电感l
p1
和l
p2
的电流，也
是流过2个谐振回路的电流。
89.模态2(t
1-t2)：在t1时刻，s
p1a
、s
p2a
和s
p3a
关断。由于在t1时刻i
lp1
和i
lp2
为0，因此s
p1a
、s
p2a
和s
p3a
实现了零电流关断。在模态2中，均压模块所有开关管关断，负载dc/dc变换器(即dc/dc模块)由c
i2
提供能量。
90.模态3(t
2-t3)：在t2时刻，s
p1b
、s
p2b
和s
p3b
导通，s
p1a
、s
p2a
和s
p3a
关断。谐振电容c
p1
通过s
p1b
、l
p1
和s
p2b
为均压模块输出端电容c
i2
充电，谐振电流i
lp1
为从t
2-t3时刻的半个负正弦波；
91.与此同时，均压模块输出端电容c
i3
通过s
p2b
、l
p2
和s
p3b
给谐振电容c
p2
充电，谐振电流i
lp2
为从t
2-t3时刻的半个正弦波。
92.如图8所示为单模块的均压模块模态3下的电路导通关断示意图，图中l
p1
和c
p1
的谐振回路反向导通，l
p2
和c
p2
的谐振回路反向导通，i
lp1
和i
lp2
分别为流过谐振电感l
p1
和l
p2
的电流，也是流过2个谐振回路的电流。
93.模态4(t
3-t4)：在t3时刻，s
p1b
、s
p2b
和s
p3b
关断。由于在t3时刻i
lp1
和i
lp2
为0，因此s
p1b
、s
p2b
和s
p3b
实现了零电流关断。在模态4中，均压模块所有开关管关断，负载dc/dc变换器(即dc/dc模块)由c
i2
提供能量。
94.为了优化直流变压器的环流特性，解决llc谐振变换器的增益范围有限的问题，在均压模块前面还串联了sc模块。如图9所示，以三个单模块级联为例，在三个单模块中的sc模块控制下的三个单模块中的均压模块模态1、2、3的电压电流波形如图10、图11、图12所示。
95.在图9、图10、图11、图12中，v
10
为变压器的输入电压，v
11
为模块1输入端电压，v
12
为模块2输入端电压，v
13
为模块3输入端电压，i
l
为擎住电流，i
lmax
为擎住电流最大值，i
lmin
为擎住电流最小值，vc为交流电压，d1为占空比，t为开关周期，t0、t1、t2分别代表sc模块不同的开通关断时刻(根据交流电的震荡确定)。
96.本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
97.本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
98.这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
99.这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或
其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
100.最后应当说明的是：以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而非对其保护范围的限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：本领域技术人员阅读本发明后依然可对发明的具体实施方式进行种种变更、修改或者等同替换，但这些变更、修改或者等同替换，均在发明待批的权利要求保护范围之内。