一种单相UPQC电压谐波控制方法

一种单相upqc电压谐波控制方法
技术领域
1.本发明属于电能质量治理技术领域，具体涉及一种单相upqc电压谐波控制方法。


背景技术：

2.随着电力电子设备的快速发展，用电负荷呈现多样化的趋势。在配电系统中，电源和敏感性负载对电能质量均有严格要求。统一电能质量调节器(unified power quality conditioner，upqc)作为一种综合性的电能质量补偿装置，既能补偿非线性、冲击性负载带来的无功谐波电流，又能补偿电网电压的幅值跌落，保证负载电压的高正弦性。
3.然而，左并右串式upqc结构中，带非线性负载时，无功、谐波电流流经串联侧变换器，导致补偿电压畸变，严重影响upqc电压补偿效果；而传统的电压电流双闭环控制无法满足非线性负载工况下串联侧补偿电压的输出要求，本发明提出一种电压外环特征次谐波控制方法，消除补偿电压中的主要谐波成分来保证负载电压的正弦性，能有效解决左并右串式upqc因无功、谐波电流流经串联侧变换器而导致的负载电压畸变问题。


技术实现要素：

4.本发明针对左并右串式upqc因无功、谐波电流流经串联侧变换器而导致的负载电压畸变问题，而传统的电压电流双闭环控制无法满足非线性负载工况下串联侧补偿电压的输出要求，提出了一种基于特征次谐波补偿的单相upqc电压谐波控制方法。本发明通过对补偿电压中的无功和奇次谐波分量进行分离检测，加入电流环中消除实际负载电流的谐波成分，消除补偿电压中的主要谐波成分来保证负载电压的正弦性。本发明的控制算法能够有针对性地对补偿电压中的无功和各次谐波进行补偿，简单明了，实现难度低，对各次谐波补偿效果明显，提高upqc系统性能。具体技术方案如下：
5.一种单相upqc电压谐波控制方法，包括以下步骤：
6.步骤s1：采用单相锁相环对网侧电压vs的基波相位和频率进行锁定，通过n倍频方法得到第n次谐波的参考相位和频率；
7.步骤s2：以步骤s1所得到的第n次谐波的相位和频率为参考，利用实时采集的网侧电压vs和upqc给定的串联侧补偿电压v
dvr
，通过n次谐波有功电压检测计算模块得到n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
；通过n次谐波无功电压检测计算模块n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
；其中n为正奇整数；
8.步骤s3：利用步骤s2得到的n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
、n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
得到电流控制环的参考电流i
dvr*
，具体如下：
[0009][0010]
在电流控制环中消除实际负载电流对控制回路带来的谐波分量影响；再经过电流环调节控制器，将电流指令从电流空间变换到电压空间，得到电压控制指令；步骤s4：将所得的电压控制指令通过spwm调制方法，得到变换器的控制信号。
[0011]
优选地，所述步骤s2中upqc给定的串联侧补偿电压v
dvr
为：
[0012][0013]
其中，v
dvr_nd
为补偿电压n次谐波有功分量幅值；v
dvr_nq
为补偿电压n次谐波无功分量幅值。
[0014]
优选地，所述步骤s2中通过n次谐波有功电压检测计算模块得到n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
的步骤具体如下：
[0015]
首先检测出网侧电压n次谐波有功分量幅值v
snd
，将其与给定的网侧电压n次谐波有功分量幅值v
lnd_ref
比较得到补偿电压n次谐波有功分量给定值v
dvr_nd*
；
[0016]
检测出补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
，将补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
与补偿电压n次谐波有功分量给定值v
dvr_nd*
比较后得到二者的差值v
dvr_nd_error
；
[0017]
将二者的差值v
dvr_nd_error
经过电压环调节控制器得到n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
。
[0018]
优选地，所述步骤s2中通过n次谐波无功电压检测计算模块得到n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
的步骤具体如下：
[0019]
首先检测出网侧电压n次谐波无功分量幅值v
snq
，将其与给定的网侧电压n次谐波无功分量幅值v
lnq_ref
比较得到补偿电压n次谐波无功分量给定值v
dvr_nq*
；
[0020]
检测出补偿电压n次谐波无功分量幅值v
dvr_nq
，将补偿电压n次谐波无功分量幅值v
dvr_nq
与补偿电压n次谐波无功分量给定值比较后得到二者的差值v
dvr_nq_error
；
[0021]
将二者的差值v
dvr_nq_error
经过电压环调节控制器，得到n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
。
[0022]
优选地，所述检测出补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
具体为：
[0023]
串联侧补偿电压v
dvr
与n次谐波锁相环信号相乘可得补偿电压n次谐波有功分量v
dvr_nd
sin(nωt)，具体如下：
[0024][0025]
补偿电压n次谐波有功分量v
dvr_nd
sin(nωt)转化成直流分量和2n倍频分量，直流分量大小为n次有功分量幅值的一半，其余各次分量转化成相邻次数的谐波分量；将其送入截止频率低于50hz的二阶低通滤波器可得到直流分量，再乘上2就可得到补偿电压n次有功分量的幅值v
dvr_nd
。
[0026]
优选地，所述检测出补偿电压n次谐波无功分量幅值v
dvr_nq
具体为：
[0027]
串联侧补偿电压v
dvr
与n次谐波锁相环信号相乘可得补偿电压n次谐波无功分量v
dvr_nq
cos(nωt)，具体如下：
[0028]
[0029]
补偿电压n次谐波无功分量v
dvr_nq
cos(nωt)转化成直流分量和2n倍频分量，直流分量大小为n次无功分量幅值的一半，其余各次分量转化成相邻次数的谐波分量；将其送入截止频率低于50hz的二阶低通滤波器可得到直流分量，再乘上2就可得到补偿电压n次无功分量的幅值v
dvr_nq
。
[0030]
优选地，所述二阶低通滤波器传递函数f(s)为：
[0031][0032]
其中，k为直流增益，ω0为截止频率，a为阻尼系数；
[0033]
sinnωt的传递函数表达式为：
[0034][0035]
补偿电压n次有功分量的幅值v
dvr_nd
和串联侧补偿电压v
dvr
的传递函数dn(s)计算如下：
[0036][0037]
则：
[0038][0039]
优选地，所述二阶低通滤波器传递函数f(s)为：
[0040][0041]
其中，k为直流增益，ω0为截止频率，a为阻尼系数；
[0042]
cosnωt的传递函数表达式为：
[0043][0044]
补偿电压n次无功分量的幅值v
dvr_nq
和串联侧补偿电压v
dvr
的传递函数dn(s)计算如下：
[0045][0046]
则：
[0047][0048]
优选地，所述补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
对补偿电压n次谐波有功分量参考值v
dvr_nd*
的传递函数为：
[0049][0050]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；c
vp
、c
vi
分别代表电压环调节控制器中pi传递函数的p参数和i参数；l
x
为串联侧滤波电感；c
x
为串联侧滤波电容；
[0051]
优选地，所述步骤s4中在电流控制环中实际串联侧输出电流i
dvr
关于电流控制环的参考电流i
dvr*
的传递函数为：
[0052][0053]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；l
x
为串联侧滤波电感。
[0054]
本发明的有益效果为：本发明提供了一种单相upqc电压谐波控制方法，能够在对补偿电压中的谐波成分进行补偿，控制算法简单明了，实现难度低，对各次谐波补偿效果明显，有效降低了补偿电压和负载电压的谐波含量。
[0055]
本发明能够有针对性地对补偿电压中的无功和各次谐波进行补偿；控制方法简单明了，实现难度低，动态性能好；补偿效果好，能显著增加补偿电压的正弦性，提高upqc系统性能；能增强upqc系统补偿的稳定性和可靠性，适用于各种左并右串式upqc拓扑结构。
附图说明
[0056]
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。
[0057]
图1为upqc拓扑结构原理图；
[0058]
图2为本发明的流程原理图；
[0059]
图3为补偿电压3次谐波有功分量幅值的检测框原理图；
[0060]
图4为补偿电压3次谐波有功分量关于补偿电压的波特图；
[0061]
图5为补偿电压3次谐波有功分量关于补偿电压3次谐波有功分量参考值的波特图；
[0062]
图6为补偿电压3次谐波有功分量关于3次谐波有功参考电流的波特图；
[0063]
图7为未加入谐波补偿时的补偿电压波形图；
[0064]
图8为加入三次电压谐波控制环后的补偿电压波形图；
[0065]
图9为加入五次电压谐波控制环后的补偿电压波形图；
[0066]
图10为加入十三次电压谐波控制环后的补偿电压波形图。
具体实施方式
[0067]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0068]
应当理解，当在本说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整
体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
[0069]
还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
[0070]
还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
[0071]
图1中upqc结构由左侧的apf(有源电力滤波器)和右侧的dvr(动态电压补偿器)组成，有并联侧开关管(s1～s2)、串联侧开关管(s3～s4)、直流侧支撑电容(c
dc1
、c
dc2
)、滤波电感(l
p
、l
dvr
)、串联侧支撑电容(c
dvr
)及负载构成。其中，vs、is为电源电压电流，v
l
、i
l
为负载电压电流，i
p
、v
dvr
为并联侧补偿电流、串联侧补偿电压。
[0072]
如图2所示，本发明的具体实施方式提供了一种单相upqc电压谐波控制方法，包括以下步骤：
[0073]
步骤s1：采用单相锁相环对网侧电压vs的基波相位和频率进行锁定，通过n倍频方法得到第n次谐波的参考相位和频率。
[0074]
步骤s2：以步骤s1所得到的第n次谐波的相位和频率为参考，利用实时采集的网侧电压vs和upqc给定的串联侧补偿电压v
dvr
，通过n次谐波有功电压检测计算模块得到n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
；通过n次谐波无功电压检测计算模块n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
；其中n为正奇整数，即n＝1，3，5
······
，n＝1时为基波。
[0075]
因存在非线性负载的缘故，串联侧补偿电压中不仅有有功成分，还含有无功、3次及其他高次谐波分量，将upqc给定的串联侧补偿电压v
dvr
写成如下形式：
[0076][0077]
其中，v
dvr_nd
为补偿电压n次谐波有功分量幅值；v
dvr_nq
为补偿电压n次谐波无功分量幅值。
[0078]
通过n次谐波有功电压检测计算模块得到n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
的步骤具体如下：
[0079]
首先检测出网侧电压n次谐波有功分量幅值v
snd
，将其与给定的网侧电压n次谐波有功分量幅值v
lnd_ref
比较得到补偿电压n次谐波有功分量给定值v
dvr_nd*
；
[0080]
检测出补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
，将补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
与补偿电压n次谐波有功分量给定值v
dvr_nd*
比较后得到二者的差值v
dvr_nd_error
；
[0081]
将二者的差值v
dvr_nd_error
经过电压环调节控制器得到n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
。
[0082]
其中，检测出补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
具体为：
[0083]
串联侧补偿电压v
dvr
与n次谐波锁相环信号相乘可得补偿电压n次谐波有功分量v
dvr_nd
sin(nωt)，具体如下：
[0084]
[0085]
补偿电压n次谐波有功分量v
dvr_nd
sin(nωt)转化成直流分量和2n倍频分量，直流分量大小为n次有功分量幅值的一半，其余各次分量转化成相邻次数的谐波分量；将其送入截止频率低于50hz的二阶低通滤波器可得到直流分量，再乘上2就可得到补偿电压n次有功分量的幅值v
dvr_nd
。
[0086]
其中，二阶低通滤波器传递函数f(s)为：
[0087][0088]
其中，k为直流增益，ω0为截止频率，a为阻尼系数；
[0089]
sinnωt的传递函数表达式为：
[0090][0091]
补偿电压n次有功分量的幅值v
dvr_nd
和串联侧补偿电压v
dvr
的传递函数dn(s)计算如下：
[0092][0093]
则：
[0094][0095]
补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
对补偿电压n次谐波有功分量参考值v
dvr_nd*
的传递函数为：
[0096][0097]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；c
vp
、c
vi
分别代表电压环调节控制器中pi传递函数的p参数和i参数；l
x
为串联侧滤波电感；c
x
为串联侧滤波电容；补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
对n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
的传递函数为：
[0098][0099]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；c
vp
、c
vi
分别代表电压环调节控制器中pi传递函数的p参数和i参数；l
x
为串联侧滤波电感；c
x
为串联侧滤波电容；
[0100]
图3为补偿电压3次谐波有功分量幅值的检测框原理图，其中f(s)为低通滤波器。其他补偿电压各次谐波有功分量幅值的检测同理。
[0101]
通过n次谐波无功电压检测计算模块得到n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
的步骤具体如下：
[0102]
首先检测出网侧电压n次谐波无功分量幅值v
snq
，将其与给定的网侧电压n次谐波无功分量幅值v
lnq_ref
比较得到补偿电压n次谐波无功分量给定值v
dvr_nq*
；
[0103]
检测出补偿电压n次谐波无功分量幅值v
dvr_nq
，将补偿电压n次谐波无功分量幅值vdvr_nq
与补偿电压n次谐波无功分量给定值比较后得到二者的差值v
dvr_nq_error
；
[0104]
将二者的差值v
dvr_nq_error
经过电压环调节控制器，得到n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
。
[0105]
其中，检测出补偿电压n次谐波无功分量幅值v
dvr_nq
具体为：
[0106]
串联侧补偿电压v
dvr
与n次谐波锁相环信号相乘可得补偿电压n次谐波无功分量v
dvr_nq
cos(nωt)，具体如下：
[0107][0108]
补偿电压n次谐波无功分量v
dvr_nq
cos(nωt)转化成直流分量和2n倍频分量，直流分量大小为n次无功分量幅值的一半，其余各次分量转化成相邻次数的谐波分量；将其送入截止频率低于50hz的二阶低通滤波器可得到直流分量，再乘上2就可得到补偿电压n次无功分量的幅值v
dvr_nq
。
[0109]
其中，二阶低通滤波器传递函数f(s)为：
[0110][0111]
其中，k为直流增益，ω0为截止频率，a为阻尼系数；
[0112]
cosnωt的传递函数表达式为：
[0113][0114]
补偿电压n次无功分量的幅值v
dvr_nq
和串联侧补偿电压v
dvr
的传递函数dn(s)计算如下：
[0115][0116]
则：
[0117][0118]
补偿电压n次谐波无功分量幅值v
dvr_nq
对补偿电压n次谐波无功分量参考值v
dvr_nq*
的传递函数为：
[0119][0120]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；c
vp
、c
vi
分别代表电压环调节控制器中pi传递函数的p参数和i参数；l
x
为串联侧滤波电感；c
x
为串联侧滤波电容；
[0121]
补偿电压n次谐波有功分量幅值v
dvr_nd
对n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
的传递函数为：
[0122][0123]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；c
vp
、c
vi
分别代表电压环调节控制器中pi传递函数的p参数和i参数；l
x
为串联侧滤波电感；c
x
为串联侧滤波电容；步骤s3：利用步骤s2得到的n次谐波有功分量的参考电流i
nd_ref
、n次谐波无功分量的参考电流i
nq_ref
得到电流控制环的参考电流i
dvr*
，具体如下：
[0124][0125]
在电流控制环中消除实际负载电流对控制回路带来的谐波分量影响；再经过电流环调节控制器，将电流指令从电流空间变换到电压空间，得到电压控制指令。对电流环进行分析，设串联侧变换器的增益为g(s)，当变换器的开关频率远大于输出频率时，可以将变换器等效成一个比例系数为1的控制器，即g(s)＝1。在电流控制环中实际串联侧输出电流i
dvr
关于电流控制环的参考电流i
dvr*
的传递函数为：
[0126][0127]
其中，ci为电流环调节控制器传递函数；l
x
为串联侧滤波电感。
[0128]
步骤s4：将所得的电压控制指令通过spwm调制方法，得到变换器的控制信号。电压指令即图2中的调制波um，控制信号即串联侧变换器两个开关管s1、s2的开关信号，1为导通，0为关断。得到电压控制指令后，通过spwm调制得到开关管s1、s2的开关信号。
[0129]
本发明的具体实施方式以补偿电压3次谐波有功分量的检测为例，本发明中取k＝1，α＝0.707，截止频率ωo取50hz，绘制补偿电压3次谐波有功分量对补偿电压的波特图如图4所示，补偿电压仅在3倍基波频率(150hz)这个点的增益大于0，其它频率点的增益都小于-113db，表明经过补偿电压3次谐波有功分量检测环节后，其余频率的谐波均被滤除，只有补偿电压3次谐波有功成分进入接下来的控制回路，证明了检测环节的正确性，此检测方法适用于补偿电压各次谐波的有功分量、无功分量幅值检测。
[0130]
绘制补偿电压3次谐波有功分量v
dvr_3d
对补偿电压3次谐波有功分量参考值v
dvr_3d*
的波特图如图5所示，其中ci＝8，电压环调节控制器传递函数c
vp
＝4，c
vi
＝20，串联侧滤波环节l
x
＝0.5mh，c
x
＝20μf，在3倍频(150hz)处幅值增益为0.00404db，相位差为-0.313
°
，说明在3倍频率下，补偿电压中的3次谐波有功成分可以很好地跟随参考量，即0。因此补偿电压中的谐波成分经过该次谐波的控制回路可以得到很好的抑制。其余各次谐波控制回路的特性同理可验证。
[0131]
绘制补偿电压3次谐波有功分量v
dvr_3d
关于3次谐波有功参考电流i
3d_ref
的波特图如图6所示，从图中可以看出，在3倍基频(150hz)时，幅值增益为-6.01db，说明补偿电压对实际负载电流中的三次谐波有功分量不敏感，不会受到非线性负载电流的影响。
[0132]
图7为未加入谐波补偿时的补偿电压波形。在非线性负载工况下，补偿电压thd达30.09％，波形畸变十分严重。其中3次谐波含量为26.98％，5次谐波含量为11.86％，其余次谐波含量随次数增高而逐渐减少。
[0133]
图8为加入三次电压谐波控制环后的补偿电压波形，总谐波失真(thd)下降到了9.52％，其中3次谐波含量下降最明显，为0.83％。其余次谐波含量略有下降，变化不大。
[0134]
图9为继续加入五次电压谐波控制环后的补偿电压波形，thd下降到了6.81％，其中5次谐波含量下降最明显，为0.16％。其余次谐波含量略有下降，变化不大。
[0135]
图10为加入到十三次电压谐波控制环后的补偿电压波形，thd下降到了3.65％，单相upqc的负载电压基本接近正弦输出，不再进行更高次的谐波补偿。
[0136]
从仿真波形结果中可以看出，加入各次谐波控制环之后，相应的谐波分量就会大大减小，其余奇次谐波含量也会略有下降，补偿电压的thd随着各次谐波控制环的加入有明显下降。
[0137]
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
[0138]
在本技术所提供的实施例中，应该理解到，单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元可结合为一个单元，一个单元可拆分为多个单元，或一些特征可以忽略等。
[0139]
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。