三电平直流-直流变换器的控制电路及控制方法与流程

1.本技术涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种三电平直流-直流变换器的控制电路及控制方法。


背景技术：

2.现有技术所采用的三电平直流-直流变换器如图1所示，为三电平buck变换器，其包括功率管s1-s4、飞跨电容cf、电感l和输出电容co。其中，功率管s1和s4的驱动信号g
s1
和g
s4
互补，功率管s2和功率管s3的驱动信号g
s2
和g
s3
互补。并且，功率管s1和s2的驱动信号g
s1
和g
s2
的占空比相等，且功率管s1和s2的驱动信号g
s1
和g
s2
的相位差α为180
°
(π弧度)。
3.三电平buck的理想工作状况为飞跨电容的电压值vcf等于1/2vin，此时三电平buck的各开关管所要承受的电压为vin的一半，电感电流具有倍频效果。实际情况下，由于器件的容差以及电路的寄生参数等因素影响，飞跨电容的电压值vcf会出现不平衡，这将破坏三电平buck的最佳工作状况。所以需要采用移相控制等均压策略来平衡飞跨电容的电压，保证其为1/2vin。但当出现输入电压快速跳变、负载突变等恶劣工况时，飞跨电容电压的瞬时值会极大偏离1/2vin，常规均压策略无法及时发挥作用。因此，需要对恶劣工况下的飞跨电容电压进行快速有效的调节。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明实施例提供一种三电平直流-直流变换器的控制电路及控制方法，弥补常规均压策略在极端工况下无法及时平衡飞跨电容电压的缺点，实现对飞跨电容电压的快速有效的调节。
5.根据本发明的第一方面，提出了一种用于调节三电平直流-直流变换器中电容电压的控制方法，其中所述三电平直流-直流变换器包括串联连接在输入电压与参考地之间的第一至第四功率管以及连接在第一和第二功率管的公共节点与第三和第四功率管的公共节点之间的飞跨电容，所述控制方法包括：
6.当所述飞跨电容的电压值处于第一阈值范围之外时，控制所述飞跨电容连续多次进入充电阶段以连续充电，或者连续多次进入放电阶段以连续放电，从而使得所述飞跨电容的电压值趋近于预设值。
7.具体地，相邻两个充电阶段之间以及相邻两个放电阶段之间存在至少一个保持阶段，其中在所述保持阶段，所述飞跨电容的电压受控保持不变。
8.具体地，所述控制方法还包括：
9.当所述飞跨电容的电压值从所述第一阈值范围之外趋近所述预设值时，控制所述三电平直流-直流变换器进入正常工作模式，从而在每个开关周期所述充电阶段和所述放电阶段交替进行。
10.具体地，所述控制方法还包括：
11.当所述飞跨电容的电压值小于所述第一阈值范围的下限阈值时，控制所述三电平
直流-直流变换器进入欠压工作模式，以使得所述飞跨电容连续多次进入所述充电阶段；
12.当所述飞跨电容的电压值大于所述第一阈值范围的上限阈值时，控制所述三电平直流-直流变换器进入过压工作模式，以使得所述飞跨电容连续多次进入所述放电阶段。
13.具体地，当所述飞跨电容在所述欠压工作模式下连续充电期间，控制所述飞跨电容至少进入一次放电阶段；当所述飞跨电容在所述过压模式下连续放电期间，控制所述飞跨电容至少进入一次充电阶段。
14.具体地，所述控制方法还包括：
15.在所述欠压工作模下，每经过n个充电阶段后，控制所述飞跨电容进入放电补充模式工作以进行至少一次放电；在所述过压工作模式下，每经过n个放电阶段后，控制所述飞跨电容进入充电补充模式工作以进行至少一次充电，从而抬升所述三电平直流-直流变换器的驱动电路中驱动供电电容的电压，其中n为大于1的正整数。
16.具体地，所述控制方法还包括：
17.在所述放电补充模式下，控制所述飞跨电容进入一次放电阶段，再回到所述欠压工作模式，或者进入所述正常工作模式工作第一时间再返回所述欠压工作模式；或者
18.在所述充电补充模式下，控制所述飞跨电容进入一次充电阶段工作，再回到所述过压工作模式，或者进入所述正常工作模式工作第一时间再返回所述过压工作模式。
19.具体地，在所述n个充电阶段中前一个充电阶段的起始位置与后一个充电阶段的起始位置之间的间隔时间为充电间隔时间，在所述n个放电阶段中前一个放电阶段的起始位置与后一个放电阶段的起始位置之间为放电间隔时间，所述充电间隔时间和所述放电间隔时间的时间长度为1/2个开关周期的整数倍。
20.具体地，当d小于0.5时，在所述充电间隔时间内包括持续时间为d
×
ts的充电阶段，其余均为保持阶段，在所述放电间隔时间内包括持续时间为d
×
ts的放电阶段，其余均为保持阶段；当所述d大于0.5时，在所述充电间隔时间内包括持续时间为ts
×
(1-d)的充电阶段，其余均为保持阶段，在所述放电间隔时间内包括持续时间为ts
×
(1-d)的放电阶段，其余均为保持阶段，其中ts为开关周期，d为所述第一功率管的占空比。
21.具体地，当占空比小于0.5时，在欠压工作模式下的每个充电间隔时间内，控制所述第一功率管导通一次，导通时间为占空比与开关周期的乘积，所述第二功率管不导通；在过压工作模式下的每个放电间隔时间内，控制所述第二功率管导通一次，导通时间为占空比与开关周期的乘积，所述第一功率管不导通，其中所述第一功率管和所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管和所述第三功率管的驱动信号互补。
22.具体地，当占空比大于0.5时，在欠压工作模式下的每个充电间隔时间内，控制所述第三功率管导通一次，导通时间为(1-d)与开关周期的乘积，所述第四功率管不导通；在过压工作模式下的每个放电间隔时间内，控制所述第四功率管导通一次，导通时间为(1-d)与开关周期的乘积，所述第三功率管不导通，其中所述第一功率管和所述第四功率管的驱动信号互补，所述第二功率管和所述第三功率管的驱动信号互补，其中d为所述第一功率管的占空比。
23.具体地，所述控制方法还包括：
24.当处于所述正常工作模式时，控制所述飞跨电压的电压等于所述预设值。
25.根据本发明的第二方面，提出了一种三电平直流-直流变换器的控制电路，其中所
述三电平直流-直流变换器包括串联连接在输入电压与参考地之间的第一至第四功率管以及连接在第一和第二功率管的公共节点与第三和第四功率管的公共节点之间的飞跨电容，所述控制电路被配置为：
26.当所述飞跨电容的电压值处于第一阈值范围之外时，控制所述飞跨电容连续多次进入充电阶段以连续充电，或者连续多次进入放电阶段以连续放电，从而使得所述飞跨电容的电压值趋近预设值。
27.具体地，所述控制电路包括：
28.模式切换模块，被配置为接收所述飞跨电容的电压值，并根据所述飞跨电容的电压值偏离所述预设值的程度输出不同指示信号来控制所述三电平直流-直流变换器在不同工作模式之间切换；
29.反馈补偿电路，被配置为根据表征输出电压的反馈信号和表征输出电压期望值的基准信号之间误差产生反馈补偿信号；以及
30.驱动产生电路，被配置为根据所述反馈补偿信号和所述指示信号来产生相应的驱动信号，从而控制所述三电平直流-直流变换器工作在相应的工作模式。
31.具体地，所述模式切换模块被配置为：
32.当所述飞跨电容的电压值小于所述第一阈值范围的下限阈值时，输出有效的欠压指示信号，以指示所述三电平直流-直流变换器进入欠压工作模式，使得所述飞跨电容连续多次进入充电阶段；
33.当所述飞跨电容的电压值大于所述第一阈值范围的上限阈值时，输出有效的过压指示信号，以指示所述三电平直流-直流变换器进入过压工作模式，使得所述飞跨电容连续多次进入放电阶段。
34.具体地，相邻两个充电阶段之间以及相邻两个放电阶段之间存在至少一个保持阶段，其中在所述保持阶段，所述飞跨电容的电压受控保持不变。
35.具体地，当所述飞跨电容的电压值从所述第一阈值范围之外趋近所述预设值时，所述模式切换模块被配置为输出有效的正常指示信号，以指示所述三电平直流-直流变换器进入正常工作模式，从而在每个开关周期所述充电阶段和所述放电阶段交替进行。
36.具体地，所述驱动产生电路包括：
37.第一驱动产生电路，被配置为根据所述反馈补偿信号和第一锯齿波信号产生第一控制信号，并根据所述反馈补偿信号和第二锯齿波信号产生第二控制信号；以及
38.第二驱动产生电路，被配置为根据所接收的所述第一和第二控制信号以及各个指示信号来产生相应的驱动信号。
39.具体地，所述控制电路还被配置为在每经过n个充电阶段后，控制所述飞跨电容进入放电补充模式工作以进行至少一次放电；或者在每经过n个放电阶段后，控制所述飞跨电容进入充电补充模式工作以进行至少一次充电，从而抬升所述三电平直流-直流变换器的驱动电路中驱动供电电容的电压，其中n为大于1的正整数。
40.具体地，所述控制电路还被配置为在所述放电补充模式下，控制所述飞跨电容进入一次放电阶段，再回到所述欠压工作模式，或者进入所述正常工作模式工作第一时间再返回所述欠压工作模式；或者
41.在所述充电补充模式下，控制所述飞跨电容进入一次充电阶段工作，再回到所述
过压工作模式，或者进入所述正常工作模式工作第一时间再返回所述过压工作模式。
42.具体地，在所述n个充电阶段中前一个充电阶段的起始位置与后一个充电阶段的起始位置之间的时间为充电间隔时间，在所述n个放电阶段中前一个放电阶段的起始位置与后一个放电阶段的起始位置之间的时间为放电间隔时间，所述充电间隔时间和所述放电间隔时间的时间长度为1/2个开关周期的整数倍。
43.综上所述，本发明实施例的技术方案通过对三电平直流-直流变换器的工作过程中的充电阶段和放电阶段的执行时序和执行次数的调整来弥补常规均压策略在极端工况下无法及时平衡飞跨电容电压的缺点，实现对飞跨电容电压的快速有效的调节。
附图说明
44.通过以下参照附图对本技术实施例的描述，本技术的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
45.图1是现有技术的三电平直流-直流变换器的电路示意图；
46.图2是现有技术的三电平直流-直流变换器的工作波形图；
47.图3是本发明实施例的三电平直流-直流变换器的驱动电路示意图；
48.图4是本发明实施例的三电平直流-直流变换器的控制电路示意图；
49.图5是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＜0.5时的第一种控制波形图；
50.图6是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＞0.5时的第一种控制波形图；
51.图7是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＜0.5时的第二种控制波形图；以及
52.图8是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＞0.5时的第二种控制波形图。
具体实施方式
53.以下基于实施例对本技术进行描述，但是本技术并不仅仅限于这些实施例。在下文对本技术的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本技术。为了避免混淆本技术的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
54.此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
55.同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
56.除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
57.在本技术的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本技术的描述中，除非另有说明，“多个”的含义
是两个或两个以上。
58.图2给出了现有技术中三电平直流-直流变换器的工作波形图，其中图2(a)给出了占空比d小于0.5时三电平buck变换器的工作波形图，图2(b)给出了占空比d大于0.5时三电平buck变换器的工作波形图。如图2(a)所示，在占空比d小于0.5的情况下，一个开关周期ts内包括四个工作阶段：
①
～
④
。阶段
①
(充电阶段)：功率管s1和s3导通，输入电压vin给飞跨电容cf充电，电感电流i
l
上升。阶段
②
(保持阶段)：功率管s3和s4导通，电感电流i
l
经功率管s3和s4续流下降，飞跨电容cf电压保持不变。阶段
③
(放电阶段)：功率管s2和s4导通，飞跨电容cf开始放电，电感电流i
l
上升。阶段
④
(保持阶段)：与阶段
②
相同，功率管s3和s4导通，电感电流i
l
续流。其中阶段
①
加上阶段
②
的时间为ts/2，阶段
③
加上阶段
④
的时间为ts/2，ts为开关周期。
59.如图2(b)所示，在占空比d大于0.5的情况下，一个开关周期ts包括四个工作阶段：
①
～
④
。阶段
①
(保持阶段)：功率管s1和s2导通，输入电压vin给电感l储能，电感电流i
l
上升，飞跨电容cf的电压保持不变。阶段
②
(充电阶段)：功率管s1和s3导通，输入电压vin和电感l共同给飞跨电容cf充电，电感电流i
l
下降。阶段
③
(保持阶段)：功率管s1和s2导通，与阶段
①
相同。阶段
④
(放电阶段)：功率管s2和s4导通，飞跨电容cf放电，同时电感l也释放能量给负载，电感电流i
l
下降。其中阶段
①
加上阶段
②
的时间为ts/2，阶段
③
加上阶段
④
的时间为ts/2，ts为开关周期。
60.综上所述，在一个开关周期ts内，三电平buck变换器的工作过程均包括一个充电阶段和一个放电阶段，且为了满足电感平衡，不论是充电阶段还是放电阶段结束均会跟随一个保持阶段。因此，在一个开关周期ts内，将充电阶段和一个保持阶段称为一个充电过程，时间为ts/2，将一个放电阶段和一个保持阶段称为一个放电过程，时间为ts/2。
61.当飞跨电容的电压值vcf远远偏离预设值时，本发明实施例提出了一种控制方法以快速地将飞跨电容的电压值vcf拉回预设值(在此为1/2vin)。该控制方法根据飞跨电容的电压值vcf偏离预设值(1/2vin)的程度来调节飞跨电容cf的充电和放电的顺序和次数，从而使得飞跨电容的电压值vcf趋近该预设值。在此设置第一阈值范围，其具有远大于预设值的上限阈值和远小于预设值的下限阈值。当飞跨电容的电压值vcf处于第一阈值范围之外时，表示飞跨电容的电压值vcf远远偏离预设值，控制飞跨电容cf连续多次进入充电阶段或连续多次进入放电阶段，从而使得飞跨电容的电压值vcf趋近预设值。具体地，当飞跨电容的电压值大于第一阈值范围的上限阈值时，控制飞跨电容cf进入过压工作模式，以连续多次进入放电阶段；当飞跨电容的电压值小于第一阈值范围的下限阈值时，则控制飞跨电容cf进入欠压工作模式，以连续多次进入充电阶段。
62.应理解，本发明的快速电容平衡策略的目的在于当飞跨电容的电压值vcf在第一阈值范围之外，也即偏离预设值(1/2vin)程度较大时，能够快速地将飞跨电容电压拉回预设值(1/2vin)附近，因此当飞跨电容电压趋近预设值时，变换器可以回到正常模式下工作，在每个开关周期，充电阶段和放电阶段交替进行，如图2所示。并且，在正常工作模式下，控制电路可以执行现有技术中的其他电容平衡策略，例如移相控制等，对飞跨电容cf的电压值vcf进行精确地控制，从而使电压值vcf进一步等于预设值(1/2vin)。
63.此外，上面所述的“连续”并非指一个放电阶段紧跟下一个放电阶段，而是如图2所示，相邻两个放电阶段之间存在至少一个保持阶段，且满足前一个放电阶段的起始位置与
后一个放电阶段的起始位置之间的间隔时间为放电间隔时间td，其等于ts/2的整数倍，也即td＝mts/2，以满足电感的平衡，其中m为正整数。一个放电间隔时间包括一个放电阶段，其他均为保持阶段。当占空比d＜0.5时，放电阶段的持续时间为dts，因此每个放电间隔时间中的保持阶段的持续时间为mts/2-dts；若占空比d＞0.5，放电阶段的持续时间为(1-d)ts，因此每个放电间隔时间中的保持阶段的持续时间为mts/2-(1-d)ts。同样，对于连续多次进入充电阶段也是如此，前一个充电阶段的起始位置与后一个充电阶段的起始位置之间的间隔时间为充电间隔时间tc，其等于ts/2的整数倍，也即tc＝mts/2。一个充电间隔时间中包括一个充电阶段，其余均为保持阶段。当占空比d＜0.5时，充电阶段的持续时间为dts，因此每个充电间隔时间中的保持阶段的持续时间为mts/2-dts；若占空比d＞0.5，充电阶段的持续时间为(1-d)ts，因此每个充电间隔时间中的保持阶段的持续时间为mts/2-(1-d)ts。
64.应理解，m决定了保持阶段的时间，其也与变换器的快速性和稳定性有关。若m过大，飞跨电容达到预设值的速度会降低，并且当d＜0.5时，电感续流时间过长，从而电感电流减小的太多，电路无法正常工作；当d＞0.5时，电感储能时间过长，从而电感电流增大太多，也影响电路的正常工作。若m过小，可能会使得变换器的控制不稳定。因此，m的取值需要根据实际工作情况进行选取。
65.但是，由于三电平buck变换器的驱动电路采用多个驱动供电电容，而这些驱动供电电容的电压也与三电平buck变换器的不同开关状态相关，因此，当连续进行多次放电或多次充电后，可能会导致某些驱动供电电容的能量得不到补充，从而无法正常驱动功率管。下面将简单分析一下三电平buck变换器的驱动电路的供电原理。
66.图3是本发明实施例的三电平直流-直流变换器的驱动电路示意图。为了便于描述，图3仅示出了与本发明相关的部分驱动电路的具体结构，其他部分在此省略。如图3所示，v
gate
为功率管驱动供电电压，用于给驱动放大器(在此未示出)供电从而输出驱动信号；c
b1
～c
b3
为驱动供电电容。功率管s3的驱动供电由电容c
b3
提供，当功率管s4开通时，d3为导通状态，v
gate
对电容c
b3
进行充电，以在功率管s3的开通信号到来时，能够输出驱动信号从而驱动功率管s3开通。功率管s2的驱动供电由电容c
b2
提供，当功率管s3开通时，d2为导通状态，电容c
b3
放电以对电容c
b2
进行充电，从而为功率管s2的开通做准备。功率管s1的驱动供电由电容c
b1
提供，当功率管s2开通时，d1为导通状态，电容c
b2
放电以对电容c
b1
进行充电，从而为功率管s1的开通做准备。应理解，在一般情况下，功率管s1～s4的选型相同，为了使得这几个电容的电压值接近，通常选取c
b3
＝3c
b1
、c
b2
＝2c
b1
。
67.当d《0.5，若飞跨电容进行连续充电时，由于不存在放电阶段，即不存在图2(a)中的阶段
③
，因此功率管s2一直为关断状态，所以电容c
b1
的能量一直得不到补充，其电压会持续下降，当其电压过低时，功率管s1则无法进行可靠的开关动作，即电路无法正常工作。同理，当d》0.5时，若飞跨电容进行连续充电，由于不存在放电阶段，也即不存在图2(b)中的阶段
④
，因此功率管s4一直为关断状态，电容c
b3
无法进行充电，而电容c
b2
和c
b1
的能量来自电容c
b3
，因此电容c
b1-c
b3
的能量均得不到补充；若飞跨电容进行连续放电，由于不存在充电阶段，也即不存在图2(b)中的阶段
②
，因此功率管s3一直处于关断状态，所以电容c
b2
无法被充电，从而导致电容c
b1
的能量也得不到补充。因此需要对连续充电(放电)的次数进行限制。
68.为了避免上述情况，控制方法还包括：在欠压工作模式下，每经过n个充电阶段后，
控制飞跨电容进入放电补充模式以进行至少一次放电，具体地，在放电补充模式下，控制飞跨电容进入一次放电阶段，从而使得驱动供电电容的能量得到补充，之后再回到欠压工作模式进行连续充电，这种方式仅对电容补充一次能量。当然，有可能会存在放电一次不足以使得驱动供电电容的能量得到完全补充，因此还可以在回到欠压工作模式之前再进行至少一个交替充电放电过程(也即进入正常工作模式工作一段时间)，以多次补偿电容能量；在过压工作模式下，每经过n个放电阶段后，控制飞跨电容进入充电补充模式以进行至少一次充电，在充电补充模式下，控制飞跨电容进入一次充电阶段，从而使得驱动供电电容的能量得到补充，之后再回到过压工作模式进行连续放电，这种方式仅对电容补充一次能量。当然，有可能会存在充电一次不足以使得驱动供电电容的能量得到完全补充，因此还可以在回到过压工作模式之前再进行至少一个交替放电充电过程(相当于进入正常工作模式工作一段时间)，以多次补偿电容能量。其中放电/充电补充模式的持续时间为kts/2，k为正整数。在仅补充一次的情况下，放电/充电阶段的持续时间为dts(d＜0.5时)，或者(1-d)ts(d＞0.5时)，其他时间为保持阶段。在多次补充电容能量的情况下，一个放电过程、一个充电过程交替ts/2出现。为了便于描述，下文中以k＝1进行说明，也即，每n次连续充电或放电后仅对驱动供电电容补充一次，n为大于1的正整数。
69.连续充电(放电)的次数的选取原则是经过n次充电或放电后，驱动供电电容的电压最小值不小于最低允许值。为了便于阐述，定义qg为功率管一次开通驱动供电电容所需要提供的电荷量，cb为驱动供电电容(实际中，将c
b1-c
b3
分别代入cb)，n为功率管连续开通次数，β为驱动供电电容的电压允许下降的最大百分比，即电容电压的最低允许值为(1-β)v
gate
。则需满足：
[0070][0071]
其中，等式左侧为功率管开通n次供电电容所需提供的能量，等式右侧为cb电压下降β时所能提供的最大能量。由式(1)可得：
[0072][0073]
因此，飞跨电容连续放电或充电的预定数目n需小于等于n，且为正整数。
[0074]
为了实现上述控制方法，图4给出了本发明实施例的三电平直流-直流变换器的控制电路的示意图。如图4所示，控制电路被配置为根据飞跨电容电压vcf偏离预设值(在此为1/2vin)的程度来调节飞跨电容cf的充电和放电的执行顺序和次数，从而使得飞跨电容cf的电压值快速地趋近该预设值。控制电路包括模式切换模块1、反馈补偿电路2和驱动产生电路3。模式切换模块1被配置为接收飞跨电容的电压值vcf，并根据飞跨电容的电压值vcf偏离预设值的程度来控制三电平直流-直流变换器在不同工作模式之间切换。反馈补偿电路2被配置为根据表征输出电压vout的反馈信号vfb和表征输出电压期望值的基准信号vref之间的误差产生反馈补偿信号vc。驱动产生电路3被配置根据反馈补偿信号vc和模式切换模块1输出的不同指示信号(i.e.，过压指示信号ov、欠压指示信号uv和正常指示信号normal)来产生相应的驱动信号从而控制变换器工作在相应的工作模式。
[0075]
具体地，模式切换模块1用于将飞跨电容的电压值vcf与不同阈值比较，并输出不同的指示信号，i.e.，过压指示信号ov、欠压指示信号uv和正常指示信号normal，以指示变
换器的工作模式。当飞跨电容的电压值vcf小于第一阈值范围的下限阈值vref_l时，正常指示信号normal无效，欠压指示信号uv有效；当飞跨电容的电压值vcf大于第一阈值范围的上限阈值vref_h时，过压指示信号ov有效，正常指示信号normal无效；当飞跨电容的电压值vcf从第一阈值范围之外趋近预设值时，正常指示信号normal有效。
[0076]
应理解，可以设置第二阈值范围，其上限阈值为vp，略大于预设值1/2vin，下限阈值为vn，略小于预设值1/2vin，从而当飞跨电容的电压值从第一阈值范围之外进入第二阈值范围内时，即表示其趋近预设值，此时模式切回正常工作模式。当然，vp和vn可以相等，也即为1/2vin附近的同一值。
[0077]
反馈补偿电路2包括误差放大器2a，用于接收反馈信号vfb和基准信号vref，以产生误差信号；以及补偿网络2b，用于对误差信号进行补偿以产生反馈补偿信号vc。
[0078]
驱动产生电路3包括第一驱动产生电路31和第二驱动产生电路32，其中第一驱动产生电路31被配置为根据反馈补偿信号vc和第一锯齿波信号vramp1产生控制信号g1，根据反馈补偿信号vc和第二锯齿波信号vramp2产生控制信号g2，其中vramp1和vramp2的周期等于开关周期且峰峰值相等，并且两者之前的相位差为π。具体地，第一驱动产生单元31包括比较器cmpr1，其第一输入端(例如同相输入端)接收反馈补偿信号vc，第二输入端(例如反相输入端)接收第一锯齿波信号vramp1，输出端输出控制信号g1；以及比较器cmpr2，其第一输入端(例如同相输入端)接收反馈补偿信号vc，第二输入端(例如反相输入端)接收第二锯齿波信号vramp2，输出端输出控制信号g2。第二驱动产生电路32用于根据接收的控制信号g1和g2以及各个指示信号(包括过压指示信号ov、欠压指示信号uv和正常指示信号normal)来产生相应的驱动信号g
s1-g
s4
。具体地，第二驱动产生电路32包括第一计时电路32a、第二计时电路32b和逻辑单元32c。第一计时电路32a用于在正常指示信号normal无效时开始计时，也即在欠压或过压指示信号有效时开始计时，第一计时信号t1有效，当计时时间等于mts/2时停止计时，第一计时信号t1无效，以表示n次连续充电或放电结束。第二计时电路32b在第一计时信号t1无效时开始计时，第二计时信号t2有效，当计时时间为kts/2时停止计时，第二计时信号t2无效，该计时时间是放电/充电补充阶段的持续时间。当第二计时信号t2无效时，第一计时电路32a开始重新计时，如此循环，直至正常指示信号normal有效时，两个计时电路均停止工作。逻辑单元32c则根据接收的控制信号g1和g2、各个指示信号、以及第一计时信号t1和第二计时信号t2输出相应的驱动信号g
s1-g
s4
。其中功率管s1和s4的驱动信号g
s1
和g
s4
互补，功率管s2和s3的驱动信号g
s2
和g
s3
互补。应理解，采用计时的方式判断n次充电/放电结束只是其中一种方式，在其他实施例中，还可以采用计数的方式来实现，因此第一计时电路可以用计数电路替代，当检测到n次充电/放电阶段进行完毕后，即指示第二计时电路工作。当然，其他具有上述功能的电路均在本发明的保护范围之内。
[0079]
具体地，当飞跨电容的电压值vcf大于上限阈值vref_h时，模式切换模块1输出的过压指示信号ov有效，驱动产生电路3输出相应的驱动信号控制变换器进入过压工作模式，在该模式下，飞跨电容cf连续进入多个放电阶段。当飞跨电容电压vcf小于下限阈值vref_l时，模式切换模式1输出的欠压指示信号uv有效，驱动产生电路3输出相应的驱动信号控制变换器进入欠压工作模式，在该模式下，飞跨电容cf连续多次进入充电阶段。应理解，由于每个充电阶段或放电阶段后都跟随一个保持阶段，使得充电/放电阶段+保持阶段等于ts/2，因此，若在进入过压或欠压工作模式前，飞跨电容处于充电或放电阶段，则先经过一个保
持阶段后再开始连充或连放；若此时飞跨电容处于保持阶段，则可以直接进入充电阶段开始连充或直接进入放电阶段开始连放。
[0080]
当飞跨电容的电压值vcf从第一阈值范围之外趋近预设值时，模式切换模式1输出的正常指示信号有效，驱动产生电路3输出相应的驱动信号控制变换器进入正常工作模式，从而在每个开关周期充电阶段和放电阶段交替进行。
[0081]
在欠压工作模式下，当d小于0.5时，在每个充电间隔时间tc的起始时刻，驱动信号g1从无效变为有效，以控制功率管s1导通，且导通时间为功率管s1在正常工作模式下的导通时间，也即dts，而驱动信号g
s2
在每个充电间隔时间段内均无效，也即功率管s2在此期间不导通。驱动信号g
s3
与驱动信号g
s2
互补，驱动信号g
s4
与驱动信号g
s1
互补，从而功率管s3与功率管s2的开关状态相反，功率管s4与功率管s1的开关状态相反。因此，每个充电间隔时间的保持阶段的持续时间为mts/2-dts；当d大于0.5时，在每个充电间隔时间tc的起始时刻，驱动信号g
s3
从无效变为有效，控制功率管s3导通，且导通时间为功率管s3在正常工作模式下的导通时间，即(1-d)ts，功率管s4在此期间不导通。功率管s1和s4的驱动信号互补，功率管s2和s3的驱动信号互补，从而功率管s1与功率管s4的开关状态相反，功率管s2与功率管s3的开关状态相反。因此，每个充电间隔时间中的保持阶段的持续时间为mts/2-(1-d)ts。
[0082]
第一计时电路被配置为从欠压指示信号uv有效时开始计时，在计时时间达到n
×
mts/2后停止计时，并产生有效的第一计时信号，以控制第二计时电路开始计时，此时飞跨电容开始进行一次放电以补充供电电容能量。应理解，在此判断n次充电完成的方式有很多种，在其他实施例中，也可以对充电阶段的个数进行计数，当计数值达到m时，开启一次放电，在此不再详细描述。
[0083]
同理，在过压工作模式下，当d小于0.5时，在每个放电间隔时间td的起始时刻，驱动信号g2从无效变为有效，以控制功率管s2导通，且导通时间为功率管s2在正常工作模式下的导通时间，也即dts，而驱动信号g1在每个放电间隔时间段内均无效，也即功率管s1在此期间不导通，驱动信号g3与驱动信号g2互补，驱动信号g4与驱动信号g1互补，从而功率管s3与功率管s2的开关状态相反，功率管s4与功率管s1的开关状态相反。因此，每个放电间隔时间的保持阶段的持续时间为mts/2-dts；当d大于0.5时，在每个放电间隔时间td的起始时刻，驱动信号g4从无效变为有效，控制功率管s4导通，且导通时间为功率管s4在正常工作模式下的导通时间，即(1-d)ts，功率管s3在此期间不导通。功率管s1和s4的驱动信号互补，功率管s2和s3的驱动信号互补，从而功率管s1与功率管s4的开关状态相反，功率管s2与功率管s3的开关状态相反。因此，每个放电间隔时间中的保持阶段的持续时间为mts/2-(1-d)ts。
[0084]
第一计时电路被配置为从过压指示信号ov有效时开始计时，在计时时间达到n
×
mts/2后停止计时，并产生有效的第一计时信号，以控制第二计时电路开始计时，此时飞跨电容开始进行一次充电以补充供电电容能量。应理解，在此判断n次充电完成的方式有很多种，在其他实施例中，也可以对充电阶段的个数进行计数，当计数值达到m时，开启一次放电，在此不再详细描述。
[0085]
图5示出了本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＜0.5时的第一种控制波形图。如图所示，给出了飞跨电容的电压值vcf小于下限阈值vref_l时三电平buck变换器的工作波形图。在本实施例中，假定c
b3
＝3c
b1
、c
b2
＝2c
b1
、c
b1
＝0.22uf、v
gate
＝5v、qg＝30nc、β＝
10％，则将其代入式(2)可以得到n≤3，在此以n＝3为例进行说明。此外，在本实施例中，以tc＝ts/2为例进行说明。
[0086]
在t0时刻之前，飞跨电容cf交替进行充放电过程，在t0时刻，飞跨电容的电压值vcf突然降低，低于下限阈值vref_l，也即明显低于1/2vin且偏离程度较高，则欠压指示信号uv有效，正常指示信号normal无效，变换器进入欠压工作模式，并使得飞跨电容连续进入3次充电阶段，且相邻充电阶段起始时刻的间隔时间为ts/2。由于在t0时刻之前，飞跨电容处于保持阶段，因此在t0时刻可以直接进入充电阶段。在t0时刻，驱动信号g
s1
从无效变为有效，功率管s1导通，由于驱动信号g
s3
也有效，功率管s3导通，此时飞跨电容的电压值vcf开始上升；经过功率管s1在正常工作模式下的导通时间dts后，驱动信号g
s1
从有效变为无效，驱动信号g
s4
从无效变为有效，驱动信号g
s3
仍有效，此时进入保持阶段，飞跨电容的电压值vcf保持不变，至t1时刻结束。此后重复t
0-t1期间的动作，t
0-t1相距ts/2。与此同时第一计时电路从t0时刻开始计时，当计时时间等于1.5ts时，也即t2时刻，第一计时信号有效，3次充电过程结束。在t
0-t2时刻，驱动信号g
s2
始终无效，功率管s2在此期间不导通。在本实施例中，由于d《0.5，驱动供电电容c
b1
的电压v
cb1
降到最低。因此当第一计时信号有效时，第二计时电路开始计时，飞跨电容cf进入一次放电阶段，以使得电压v
cb1
重新上升至v
gate
。当第二计时电路的计时时间等于0.5ts时，也即t3时刻，第二计时信号有效，第一计时电路重新开始计时，飞跨电容再次进行3次充电过程。在t4时刻，飞跨电容的电压值vcf此时被拉回到vin/2附近，正常指示信号normal有效，此后变换器切换至正常工作模式，飞跨电容开始进入交替充放电过程，且先进行放电阶段，再进行充电阶段。
[0087]
图6给出了本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＞0.5时的第一种控制波形图。如图所示，给出了飞跨电容的电压值vcf小于下限阈值vref_l时三电平buck变换器的工作波形图。同样以m＝1，n＝3为例进行说明。
[0088]
在t0时刻之前，飞跨电容cf交替进行充放电过程，在t0时刻，飞跨电容的电压值vcf突然降低，低于下限阈值vref_l，也即明显低于1/2vin且偏离程度较高，则欠压指示信号uv有效，正常指示信号normal无效，变换器进入欠压工作模式，并使得飞跨电容连续进入3次充电阶段，且相邻充电阶段起始时刻的间隔时间为ts/2。由于在t0时刻之前，飞跨电容处于放电阶段，因此在t0时刻，驱动信号g
s1
和g
s2
有效，飞跨电容先进入保持阶段，在t1时刻，驱动信号g
s3
从无效变为有效，g
s2
从有效变为无效，使得功率管s3导通，s2关断，因此飞跨电容的电压值vcf开始上升；经过功率管s3在正常工作模式下的导通时间(1-d)ts，至t2时刻，驱动信号g
s3
从有效变为无效，驱动信号g
s2
从无效变为有效，此后重复t
0-t2期间的动作，t
0-t2相距ts/2。与此同时第一计时电路从t0时刻开始计时，当计时时间等于1.5ts时，也即在t3时刻，第一计时信号有效，3次充电过程结束。在本实施例中，由于d＞0.5，驱动供电电容c
b3
的电压v
cb3
降到最低。因此当第一计时信号有效时，第二计时电路开始计时，飞跨电容cf进入一次放电阶段，以使得电压v
cb3
重新上升至v
gate
。当第二计时电路的计时时间等于0.5ts时，也即t4时刻，第二计时信号有效，第一计时电路重新开始计时，飞跨电容再次进行3次充电过程。在t5时刻，飞跨电容的电压值vcf此时被拉回到vin/2附近，正常指示信号normal有效，此后变换器切换至正常工作模式，飞跨电容开始进入交替充放电过程。
[0089]
图7给出了本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＜0.5时的第二种控制波形图。如图所示，给出了飞跨电容电压vcf小于下限阈值vref_l时三电平buck变换器的工作
波形图。与上一实施例不同的是，在本实施例中以m＝2、n＝3为例进行说明。
[0090]
在t0时刻之前，飞跨电容cf交替进行充放电过程，在t0时刻，飞跨电容的电压值vcf突然降低，低于下限阈值vref_l，则欠压指示信号uv有效，正常指示信号normal无效，变换器进入欠压工作模式，使飞跨电容连续进行3次充电。与上一实施例不同，本实施例中相邻充电阶段起始时刻之间的间隔时间tc＝mts/2＝ts。由于在t0时刻之前，飞跨电容处于保持阶段，因此在t0时刻可以直接进入充电阶段。在t0时刻，驱动信号g
s1
从无效变为有效，功率管s1导通，由于驱动信号g
s3
也有效，功率管s3导通，此时飞跨电容的电压值vcf开始上升；经过导通时间dts后，驱动信号g
s1
从有效变为无效，驱动信号g
s4
从无效变为有效，驱动信号g
s3
仍有效，此时进入保持阶段，飞跨电容的电压值vcf保持不变，至t1时刻结束。此后重复t
0-t1期间的动作，其中t
0-t1相距ts。与此同时第一计时电路从t0时刻开始计时。至t2时刻，第一计时电路还未计时至3ts，但此时飞跨电容的电压值vcf已被拉回到vin/2附近，因此，在t2时刻正常指示信号normal有效，此后变换器切换至正常工作模式，飞跨电容开始进入交替充放电过程，且先放电再充电。在t3时刻，飞跨电容进入放电阶段，c
b1
的能量得到补充，电压v
cb1
重新上升至v
gate
，此后充放电交替正常工作。
[0091]
图8给出了本发明实施例的三电平直流-直流变换器在d＞0.5时的第二种控制波形图。如图所示，给出了飞跨电容电压vcf小于下限阈值vref_l时三电平buck变换器的工作波形图。同样，在本实施例中以m＝2、n＝3为例进行说明。
[0092]
在t0时刻之前，飞跨电容交替进行充放电过程，在t0时刻，飞跨电容的电压值vcf突然降低，低于下限阈值vref_l，则欠压指示信号uv有效，正常指示信号normal无效，变换器进入欠压工作模式使得飞跨电容连续进行3次充电。由于t0时刻之前，飞跨电容处于放电阶段，因此在t0时刻，驱动信号g
s1
和g
s2
有效，飞跨电容先进入保持阶段，在t1时刻，驱动信号g
s3
从无效变为有效，g
s2
从有效变为无效，使得功率管s3导通，功率管s2关断，因此飞跨电容的电压值vcf开始上升；经过导通时间(1-d)ts，至t2时刻，驱动信号g
s3
从有效变为无效，驱动信号g
s2
从无效变为有效，飞跨电容cf进入保持阶段至t3时刻结束，此后重复t
0-t3期间的动作，t
0-t3相距tc。本实施例中相邻充电阶段起始时刻的间隔时间tc＝mts/2＝ts。与此同时，第一计时电路从t0时刻开始计时。至t4时刻，第一计时电路还未计时至3ts，但此时飞跨电容的电压值vcf被拉回到vin/2附近，此时正常指示信号normal有效，此后变换器切换至正常工作模式，飞跨电容开始进入交替充放电过程，且先放电再充电。在t5时刻，飞跨电容进入放电阶段，c
b3
的能量得到补充，电压v
cb3
重新上升至v
gate
，此后充放电交替正常工作。
[0093]
上述实施例均采用当飞跨电容的电压值回到第二阈值范围内时，即切换至正常工作模式，不论连充过程是否结束。本领域技术人员可以理解，也可以在连充过程结束后再判断飞跨电容的电压值，从而判断是否切回正常工作模式。
[0094]
此外，上述工作波形均以欠压工作模式为例，应理解，若vcf突然升高，远超1/2vin，可类比上述控制过程将飞跨电容电压拉回到vin/2附近，该过程原理与上述相同，在此不作阐述。
[0095]
综上所述，本发明实施例的技术方案通过对三电平直流-直流变换器的工作过程中的充电阶段和放电阶段的调整来弥补常规均压策略在极端工况下无法及时平衡飞跨电容电压的缺点，实现对飞跨电容电压的快速有效的调节。
[0096]
以上所述仅为本技术的优选实施例，并不用于限制本技术，对于本领域技术人员
而言，本技术可以有各种改动和变化。凡在本技术的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本技术的保护范围之内。