有源钳位型变换器中同步整流管的控制系统的制作方法

electron.,vol.24,no.5,pp.1321-1329,may,2009.”提出一种基于rc的补偿电路，但补偿效果易受参数容差、温度等因素的影响，且需要根据开关管选型、串并联数量、pcb布线等来调整补偿电路的器件参数，通用性较差。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于针对现有技术存在的问题，提供一种有源钳位型变换器中同步整流管的控制系统。
6.实现本发明目的的技术解决方案为：一种有源钳位型变换器中同步整流管的控制系统，所述系统包括信号传递及隔离电路和驱动信号产生电路；
7.所述信号传递及隔离电路，用于将输入的控制信号v
gsp3
转换成中间控制信号v
r1_ctrl
，并实现电气隔离；所述控制信号v
gsp3
为有源钳位管s
p3
的驱动控制信号；
8.所述驱动信号产生电路，用于根据中间控制信号v
r1_ctrl
生成同步整流管s
r1
的控制信号v
gsr1
。
9.进一步地，所述信号传递及隔离电路包括高通滤波电路、高频隔离电路和低通滤波电路，其中，
10.所述高通滤波电路，用于滤除控制信号v
gsp3
中的低频成分，取其上升沿和下降沿进行输出；
11.所述高频隔离电路，用于传递高频信号；
12.所述低通滤波电路，用于滤除高频的干扰信号。
13.进一步地，所述驱动信号产生电路包括第一电容、第一电阻、偏置电压v
bias
、第一比较器、第二比较器、第一rs触发器和第一驱动器；
14.所述中间控制信号v
r1_ctrl
经第一电容输入至第一比较器的正输入端和第二比较器的负输入端，同时第一比较器的正输入端和第二比较器的负输入端通过第一电阻连接偏置电压v
bias
，第一比较器的负输入端、第二比较器的正输入端分别输入开通阈值电压v
th1
和关断阈值电压v
th2
；第一比较器和第二比较器的输出端分别连接第一rs触发器的s端和r端，第一rs触发器的q端通过第一驱动器后输出同步整流管s
r1
的控制信号v
gsr1
。
15.进一步地，所述驱动信号产生电路包括第二电容、第三电容、第二电阻～第五电阻、偏置电压v
bias
、第三比较器、第四比较器、第二rs触发器和第二驱动器；
16.所述中间控制信号v
r1_ctrl
经第二电容连接第三比较器的正输入端和第四比较器的负输入端，第三比较器的正输入端同时通过第二电阻连接偏置电压v
bias
，中间控制信号v
r1_ctrl
经第三电容连接第三比较器的负输入端和第四比较器的正输入端，第三比较器的负输入端通过第三电阻连接偏置电压v
bias
，所述第三比较器的正输入端和第四比较器的负输入端通过第四电阻连接第三比较器的输出端和第二rs触发器的s端，第四比较器的正输入端通过第五电阻连接第四比较器的输出端和第二rs触发器的r端，第二rs触发器的q端通过第二驱动器后输出同步整流管s
r1
的控制信号v
gsr1
。
17.本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)可以有效抑制因封装寄生感引起的提前关断问题，提升变换器效率和输出电压控制精度；(2)电路采用高频隔离，高频变压器可以由pcb绕组构成的空芯变压器实现，体积小，有利于提升变换器的功率密度；(3)有助于减小同步整流管的开通延时，减小体二极管导通时间、提升变换效率。
18.下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
19.图1为有源钳位型变换器示意图，其中图(a)为有源钳位反激变换器，图(b)为双钳位零电压变换器。
20.图2(a)为双钳位零电压变换器的典型工作波形图，图2(b)为变换器因封装寄生感引起提前关断时的工作波形。
21.图3为本发明有源钳位型变换器中同步整流管的控制系统的电路结构示意图。
22.图4为信号传递及隔离电路具体实施方式及其关键点工作波形，其中图(a)为信号传递及隔离电路的电路结构示意图，图(b)为信号传递及隔离电路的一种具体实施电路，其关键点工作波形(c)所示。
23.图5为驱动信号产生电路具体实施方式一及其关键点工作波形，其中图(a)为驱动信号产生电路具体实施方式一，图(b)为图(a)的关键点工作波形。
24.图6为驱动信号产生电路具体实施方式二及其关键点工作波形，其中图(a)为驱动信号产生电路具体实施方式二，图(b)为图(a)的关键点工作波形。
25.图7为驱动信号产生电路具体实施方式的仿真波形，其中图(a)为所述系统采用驱动信号产生电路具体实施方式一时的仿真波形，图(b)为所述系统采用驱动信号产生电路具体实施方式二时的仿真波形。
26.图8为采用本发明有源钳位型变换器中同步整流管的控制系统前后的实验对比图。
具体实施方式
27.为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
28.需要说明，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
29.本发明以双钳位零电压变换器为实施例，需要说明的是，本发明方案也可用于有源钳位反激变换器等电路拓扑。
30.根据双钳位零电压变换器的工作原理分析可知，其副边同步整流管s
r1
的驱动控制信号和原边有源钳位管s
p3
的驱动控制信号相同，因此可以利用有源钳位管s
p3
的驱动控制信号v
gsp3
来产生s
r1
的驱动控制信号v
gsr1
，来避免封装寄生感引起的提前关断问题，从而提升变换效率和输出电压控制精度。
31.图3给出了本发明所提控制系统的电路结构示意图，包括信号传递及隔离电路和驱动信号产生电路，其中信号传递及隔离电路将输入的控制信号v
gsp3
转换成中间控制信号vr1_ctrl
，并实现电气隔离，驱动信号产生电路根据中间控制信号v
r1_ctrl
生成同步整流管s
r1
的控制信号v
gsr1
。
32.图4给出了所述控制系统中信号传递及隔离电路的具体实施方式及关键点工作波形。如图4(a)所示，所述信号传递及隔离电路由高通滤波电路、高频隔离电路和低通滤波电路组成，其中高通滤波电路滤除控制信号v
gsp3
中的低频成分、取其上升沿和下降沿进行输出，隔离电路仅需传递高频信号，因此可以选用小体积的高频变压器等，这有利于提升变换器功率密度；低通滤波电路用于滤除非常高频的干扰信号，例如开关管开关瞬态快速dv/dt带来的共模干扰，来避免后级驱动信号产生电路误动作。设计时保证高通滤波器截止频率f
h0
和低通滤波器截止频率f
l0
满足关系式f
h0
《f
l0
，可取f
l0
＝5～10f
h0
。
33.图4(b)给出了信号传递及隔离电路的一种具体实施电路，其关键点工作波形如图4(c)所示。其中高通滤波电路由电容c
h1
、电阻r
h1
和高频变压器t
h1
的激磁电感l
h1
组成，高频变压器实现高频信号的电气隔离传输、其匝比为1:1，低通滤波电路由电阻r
l1
和电容c
l1
组成，且有f
l0
＝1/(r
l1
·cl1
)。高通滤波电路的传递函数为：
[0034][0035]
其中ωn＝2πf
h0
，为：
[0036][0037]
设计时保证高通滤波电路工作在过阻尼状态，则有：
[0038][0039]
即电阻r
h1
、电容c
h1
和高频变压器t
h1
的激磁电感l
h1
之间满足如下关系：
[0040][0041]
根据二阶过阻尼系统的阶跃响应特点，在v
gsp3
信号的上升沿和下降沿来临时，电容c
h1
两端电压和流过电感l
h1
的电流方向保持不变，即流过电感l
h1
的电流绝对值会先增大后减小、且不会换向，但电感l
h1
两端电压会换向，例如v
gsp3
信号的上升沿来临时，电感l
h1
两端电压先突变至v
gsp3
，再快速减小至-v
σ
、再恢复至零电压，典型工作波形如图5(b)所示，其中v
gsp3
为控制信号v
gsp3
的高电平电压值，v
σ
为阶跃响应换向电压，且有：
[0042][0043]
其中，l-1
()为拉普拉斯反变换符号，min()为最小值运算符号。
[0044]
驱动信号产出电路根据中间控制信号v
r1_ctrl
的上升沿和下降沿分别产生同步整流管s
r1
的开通使能和关断使能信号，进而控制s
r1
的开断。
[0045]
图5(a)给出了一种驱动信号产生电路的具体实施电路，包括第一电容c1、第一电阻r1、偏置电压v
bias
、第一比较器cp1和第二比较器cp2，第一rs触发器rs1和第一驱动器b1，vth1
和v
th2
分别为开通阈值电压和关断阈值电压，v
c1
为第一电容c1和第一电阻r1连接点的电压。
[0046]
结合图5(b)所示的关键点工作波形，对电路工作原理阐述如下：对于中间控制信号v
r1_ctrl
而言，第一电容c1和第一电阻r1起高通滤波作用，高频的中间控制信号v
r1_ctrl
可以传递至第一电容c1和第一电阻r1的连接点处，而对于偏置电压v
bias
而言，第一电容c1和第一电阻r1起低通滤波作用，偏置电压v
bias
的直流分量可以传递至第一电容c1和第一电阻r1的连接点处，即电压v
c1
＝v
bias
+v
r1_ctrl
。
[0047]
在控制信号v
gsp3
的上升沿来临时，信号隔离及传递电路取其上升沿，使得电压v
c1
》v
th1
和v
c1
》v
th2
，第一比较器cp1输出高电平、第二比较器cp2输出低电平，第一rs触发器rs1置位、输出高电平，经第一驱动器b1放大电流能力后，控制信号v
gsr1
输出高电平、开通同步整流管s
r1
，之后电压v
c1
恢复至v
bias
，且有v
c1
《v
th1
和v
c1
》v
th2
，第一比较器cp1和第二比较器cp2均输出低电平，第一rs触发器rs1输出保持不变，控制信号v
gsr1
保持高电平、同步整流管s
r1
维持开通状态；当控制信号v
gsp3
的下降沿来临时，信号隔离及传递电路取其下降沿，使得电压v
c1
《v
th1
和v
c1
《v
th2
，第一比较器cp1输出低电平、第二比较器cp2输出高电平，第一rs触发器rs1复位、输出低电平，经第一驱动器b1放大电流能力后，控制信号v
gsr1
输出低电平、关断同步整流管s
r1
，之后电压v
c1
恢复至v
bias
，且有v
c1
《v
th1
和v
c1
》v
th2
，比较器cp1和cp2均输出低电平，第一rs触发器rs1输出保持不变，控制信号v
gsr1
保持低电平、同步整流管s
r1
维持关断状态。
[0048]
设计时保证偏置电压v
bias
、开通阈值电压v
th1
、关断阈值电压v
th2
和换向电压v
σ
满足以下关系：
[0049]vth1
＞v
bias
+v
σ
[0050]vth2
＜v
bias-v
σ
[0051]
图6(a)给出了另一种驱动信号产生电路的具体实施电路，包括第二电容c2、第三电容c3、第二电阻r2～第五电阻r5、偏置电压v
bias
、第三比较器cp3、第四比较器cp4、第二rs触发器rs2和第二驱动器b2，且有c2＝c3、r2＝r3、r4＝r5，v
c2
为第二电容c2和第二电阻r2连接点的电压，v
c3
为第三电容c3和第三电阻r3连接点的电压。
[0052]
结合图6(b)所示的关键点工作波形，对电路工作原理阐述如下：与图5(a)所示电路原理相同，电压v
c2
和v
c3
为中间控制信号v
r1_ctrl
和偏置电压v
bias
的叠加，考虑电容c2和c3对高频中间控制信号v
r1_ctrl
的分压，有v
c2
＝v
bias
+0.5v
r1_ctrl
、v
c2
＝v
bias-0.5v
r1_ctrl
。
[0053]
在控制信号v
gsp3
的上升沿来临时，信号隔离及传递电路取其上升沿，使得中间控制信号v
r1_ctrl
》0，则有v
c2
》v
c3
，第三比较器cp3输出高电平、第四比较器cp4输出低电平，第二rs触发器rs2置位、输出高电平，经第一驱动器b1放大电流能力后，控制信号v
gsr1
输出高电平、开通同步整流管s
r1
，之后电压v
c2
和v
c3
恢复至稳态值，由于电阻r4和r5引入的滞环电压，有：
[0054][0055][0056]
其中v
cc
为第三比较器cp3和第四比较器cp4的输出高电平电压。则此时仍有v
c2
》vc3
，第三比较器cp3输出高电平、第四比较器cp4输出低电平，第二rs触发器rs2输出高电平，控制信号v
gsr1
保持高电平、同步整流管s
r1
维持开通状态。
[0057]
在控制信号v
gsp3
的下降沿来临时，信号隔离及传递电路取其下降沿，使得中间控制信号v
r1_ctrl
《0，则有v
c2
《v
c3
，第三比较器cp3输出低电平、第四比较器cp4输出高电平，第二rs触发器rs2复位、输出低电平，经第一驱动器b1放大电流能力后，控制信号v
gsr1
输出低电平、关断同步整流管s
r1
，之后电压v
c2
和v
c3
恢复至稳态值，由于电阻r4和r5引入的滞环效果，有：
[0058][0059][0060]
此时仍有v
c2
《v
c3
，第三比较器cp3输出低电平、第四比较器cp4输出高电平，第二rs触发器rs2输出低电平，控制信号v
gsr1
保持低电平、同步整流管s
r1
维持关断状态。
[0061]
设计时第三比较器cp3和第四比较器cp4输出高电平电压v
cc
和换向电压v
σ
满足以下关系：
[0062][0063]
为进一步验证本发明所述系统的有效性，图7和图8给出了具体实施例的仿真和实验结果。图7(a)为采用驱动信号产生电路具体实施方式一的关键点仿真波形，图7(b)为采用驱动信号产生电路具体实施方式二的关键点仿真波形，波形与理论一致，由此可知，所述系统可以根据有源钳位管s
p3
的控制信号v
gsp3
产生同步整流管s
r1
的控制信号v
gsr1
，实现准确的同步整流控制，即零电压开通和零电流关断。图8给出了采用本发明所述系统前后的实验对比图，采用前(同步整流驱动器方案)，由于封装寄生电感影响，同步整流管s
r1
存在严重的提前关断问题(v
gsr1
下降沿时刻较v
gsp3
提前很多)、且开通延时也很大(v
gsr1
上升沿时刻较v
gsp3
晚)，采用本发明所述方案，同步整流管s
r1
的控制信号v
gsr1
和有源钳位管s
p3
的控制信号v
gsp3
基本完全一致，不存在提前关断，且开通延时也有所减小，可以有效减少体二极管导通时间，降低导通损耗、提升输出电压控制精度。
[0064]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。