一种基于耦合电感的海上风电高增益DC/DC变换器

一种基于耦合电感的海上风电高增益dc/dc变换器
技术领域
1.本发明涉及海上风电直流升压变换的技术领域，尤其是指一种基于耦合电感的海上风电高增益dc/dc变换器。


背景技术：

2.随着海上风电向远海、深海发展，一系列新的技术难题急需得到解决。有研究指出当离岸距离超过70公里时，相比传统的交流传输，柔性直流传输更具经济型和可靠性。然而由风机输出的电压很低，无法满足长距离高压直流传输的要求，因此需要高增益dc/dc变换器抬升其输出电压至较高等级才能保证风电系统的正常工作。由于风机平台建造在海上，为了降低安装成本及难度，需尽可能减小变换器的体积与重量。同时由于风机产生的是交流电，为了实现高压直流传输，需要将风机输出的交流电整流成直流电，且为了保证后续电压传输的稳定性，需要尽可能降低整流后直流输出的纹波。传统的解决方案是使用电解电容进行滤波，但当纹波率要求较高时所需的电解电容容值较大，这会进一步增加体积及重量。针对以上所述问题，研究具有零输入电流纹波的开关电容型高增益dc/dc变换器对海上风电的发展有着重要意义。


技术实现要素：

3.本发明的目的在于针对海上风电高压直流传输所需dc/dc变换器遇到的一些技术难题，提出了一种结构合理、使用单开关管、体积更小、能够实现零输入电流纹波的基于耦合电感的海上风电高增益dc/dc变换器。
4.为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种基于耦合电感的海上风电高增益dc/dc变换器，包括直流输入电源、耦合电感、开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容和第八电容；所述直流输入电源的正极与耦合电感原边的同名端连接，负极分别与开关管的源极、第一电容的负极、第四电容的正极、第六电容的负极、第八电容的负极、第二二极管的阴极连接；所述耦合电感原边的异名端分别与副边的异名端、开关管的漏极、第一二极管的阳极、第三电容的负极、第二电容的正极、第五电容的正极连接；所述耦合电感副边的同名端与第八电容的正极连接；所述第一二极管的阴极、第三二极管的阳极分别与第一电容的正极连接；所述第三二极管的阴极、第六二极管的阳极分别与第三电容的正极连接；所述第六二极管的阴极、第七二极管的阳极分别与第六电容的正极连接；所述第二二极管的阳极、第四二极管的阴极分别与第二电容的负极连接；所述第四二极管的阳极、第五二极管的阴极分别与第四电容的负极连接；所述第五二极管的阳极分别与第五电容的负极、第七电容的负极连接；所述第七二极管的阴极与第七电容的正极连接；所述第七电容的正、负极连接负载电阻两端。
5.进一步，所述耦合电感的原副边绕组的匝比为1:n。
6.进一步，所述耦合电感用励磁电感、漏感以及并接在励磁电感两端的理想变压器
来进行描述，该理想变压器匝比n＝ns/n
p
，式中，n
p
为理想变压器的原边匝数，ns为理想变压器的副边匝数。
7.进一步，所述漏感与励磁电感的关系为lk′
＝n(1-n)lm′
，式中，lk′
为漏感感值，lm′
为励磁电感感值。
8.本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
9.1、本变换器电压增益m为选择合适的占空比d即可得到高电压增益。
10.2、本变换器输入电流纹波为零，避免了大体积电解电容的使用，同时还提高了海上长距离高压直流传输过程的稳定性。
11.3、仅使用单个开关管，驱动信号简单且易于控制，可以节约系统搭建成本，同时降低了后期的维护难度。
12.4、本变换器采用开关电容结构来提高输出电压，可以大幅减小变换器的体积与重量，更适用于海上风电直流升压变换场合。
附图说明
13.图1为本发明高增益dc/dc变换器的电路图。
14.图2为本发明高增益dc/dc变换器的等效电路图。
15.图3为电路在一个开关周期中主要元件的电压电流波形图。
16.图4a为电路在一个开关周期内的电路模态图之一。
17.图4b为电路在一个开关周期内的电路模态图之二。
18.图5为输入直流电压和输出直流电压的仿真波形图。
19.图6为开关管漏源极两端电压的仿真波形图。
20.图7为七个二极管阴阳极两端电压的仿真波形图。
21.图8为流过耦合电感励磁电感与漏感电流的仿真波形图。
22.图9为输入电流的仿真波形图。
具体实施方式
23.下面结合具体实施案例对本发明作进一步说明。
24.参见图1所示，本实施例提供了一种基于耦合电感的海上风电高增益 dc/dc变换器，包括直流输入电源dc、耦合电感l、开关管s、第一二极管 d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6、第七二极管d7、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容 c4、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7和第八电容c8；所述直流输入电源dc的正极与耦合电感l原边的同名端连接，负极分别与开关管s的源极、第一电容c1的负极、第四电容c4的正极、第六电容c6的负极、第八电容c8的负极、第二二极管d2的阴极连接；所述耦合电感l原边的异名端分别与副边的异名端、开关管s的漏极、第一二极管d1的阳极、第三电容c3的负极、第二电容c2的正极、第五电容c5的正极连接；所述耦合电感l副边的同名端与第八电容c8的正极连接；所述第一二极管d1的阴极、第三二极管d3的阳极分别与第一电容c1的正极连接；所述第三二极管d3的阴极、第六二极管d6的阳极分别与第三电容c3的正极连接；所述第六二极管d6的阴极、第七二极管 d7的阳极分别与第六电容c6的正极连接；
所述第二二极管d2的阳极、第四二极管d4的阴极分别与第二电容c2的负极连接；所述第四二极管d4的阳极、第五二极管d5的阴极分别与第四电容c4的负极连接；所述第五二极管d5的阳极分别与第五电容c5的负极、第七电容c7的负极连接；所述第七二极管d7的阴极与第七电容c7的正极连接；所述第七电容c7的正、负极连接负载电阻r
load
两端。所述变换器仅需使用一个开关管，驱动信号简单且易于控制；所述耦合电感l原副边绕组的匝比为1:n。
25.图2给出了上述dc/dc变换器的等效电路图，其中耦合电感l用其等效电路模型(励磁电感、漏感与一个理想变压器的组合)来代替，lm为耦合电感l的励磁电感，lk为耦合电感l的漏感，理想变压器的原副边匝比为1:n。
26.本实施例上述的基于耦合电感的海上风电高增益dc/dc变换器的稳态分析如下：
27.1)模态分析
28.图3绘制出电路稳定工作情况下的主要元件波形图。其中u
gs
表示开关管s的驱动信号；v
p
、vs分别表示耦合电感l的原、副边电压；i
lm
表示流过励磁电感lm的电流；i
lm,max
表示流过励磁电感lm的最大电流；i
lm,min
表示流过励磁电感lm的最小电流；i
lk
表示流过漏感lk的最大电流；i
in
表示输入电流。
29.下面将结合图4对电路的工作状态进行详细的分析：
30.a.阶段t0～t1如图4a，此阶段开关管s在驱动信号的作用下开始导通，直流输入电源dc对耦合电感l的励磁电感lm充电，流过耦合电感l的励磁电感lm的电流线性上升；耦合电感l的漏感lk两端承受负压，因此流过漏感lk的电流从其正的最大值线性下降过零反向至其负的最大值；第一二极管d1、第二二极管d2、第五二极管d5和第六二极管d6承受反压关断；第一电容c1通过第三二极管d3给第三电容c3充电；第二电容c2通过第四二极管d4给第四电容c4充电；第五电容c5与第六电容c6通过第七二极管d7给第七电容c7充电；第五电容c5与第六电容c6一起给负载r
load
放电。
31.b.阶段t1～t2如图4b，此阶段开关管s关断，耦合电感l的励磁电感lm继续通过第一二极管d1、第二二极管d2、第五二极管d5与第六二极管d6续流，耦合电感l的励磁电感lm电流线性下降；直流输入电源dc与耦合电感l的励磁电感lm串联分别给第一电容c1和第二电容c2充电，；直流输入电源dc、耦合电感l的励磁电感lm和第四电容c4串联给第五电容c5充电；直流输入电源dc、耦合电感l的励磁电感lm和第三电容c3串联给第六电容c6充电；耦合电感l的漏感lk两端承受正压，因此流过漏感lk的电流从其负的最大值线性上升过零反向至其正的最大值；第七电容c7给负载r
load
放电；当下一周期开关管s的驱动信号到来时，此阶段结束。
32.2)电压增益分析
33.为了简化变换器电压增益的分析过程先做出如下定义(a)，并进行假设(b、c)：
34.a.占空比其中ts为电路的工作周期，t
on
为开关管s的导通时间，即驱动信号为高电平的时间；
35.b.所有器件均为理想器件；
36.c.电容容值足够大，电容两端电压在开关周期内保持恒定。
37.阶段t0～t1，由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到：
[0038]vc3
＝v
c1
(1)
[0039]vc4
＝v
c2
(2)
[0040]vc5
+v
c6
＝v
c7
(3)
[0041]vlm(on)
＝v
in
(4)
[0042]
其中v
lm(on)
为开关管导通时励磁电感lm两端的电压。
[0043]
阶段t1～t2，由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到：
[0044]vin-v
lm(off)
＝v
c1
＝v
c2
(5)
[0045]vin-v
lm(off)
+v
c4
＝v
c5
(6)
[0046]vin-v
lm(off)
+v
c3
＝v
c6
(7)
[0047]
其中v
lm(off)
为开关管关断时励磁电感lm两端的电压。
[0048]
在稳态条件下对励磁电感lm利用伏秒平衡条件可以得到：
[0049]vin
·
dts＝(v
c1-v
in
)
·
(1-d)
·
ts(8)
[0050]
将(1)、(2)、(5)式代入(8)式中并求解可以得到第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、和第四电容c4两端的电压：
[0051][0052]
将(6)、(7)、(9)式代入(8)式中并求解可以得到第五电容c5和第六电容c6两端的电压：
[0053][0054]
将(10)式代入(3)式中可以得到第七电容c7两端的电压：
[0055][0056]
则输出电压vo为：
[0057][0058]
最后整个电路的电压增益为：
[0059][0060]
已知传统boost电路的电压增益为当电路需要较高增益时变换器必须在极限占空比下运行，而所提发明高增益dc/dc变换器则无需运行在极限占空比就能获得较高的电压增益。
[0061]
3)零输入电流纹波条件分析
[0062]
阶段t0～t1，直流输入电源dc对耦合电感l的励磁电感lm充电，励磁电感lm两端的电压为v
in
，流过励磁电感lm的电流从其最小值i
lm,min
线性上升，其电流表达式为：
[0063][0064]
由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到耦合电感l的漏感lk两端的电压为：
[0065]vlk(on)
＝-(v
c8-nv
in
)(15)
[0066]
因此流过漏感lk的电流从其最大值i
lk
线性下降，其电流表达式为：
[0067][0068]
由于在稳态条件下电感平均电压为零，第八电容c8两端的电压为v
in
。从电路图可看出输入电流i
in
为i
lm
与ni
lm
的和，根据(14)式和(16)式求解并化简得到输入电流为：
[0069][0070]
由于i
lm,min
与i
lk
是常量，根据(17)式可得到使输入电流恒定的条件为：
[0071]
lk′
＝n(1-n)lm′
(18)
[0072]
此阶段输入电流的表达式即为：
[0073]iin
(t)＝i
lm,min
+ni
lk
(19)
[0074]
阶段t1～t2，直流输入电源dc与耦合电感l的励磁电感lm串联给第一电容c1充电，根据(5)式可以得到耦合电感l的励磁电感lm两端的电压为：
[0075]vlm(off)
＝-(v
c1-v
in
)(20)
[0076]
流过励磁电感lm的电流从其最大值i
lm,max
线性下降，其电流表达式为：
[0077][0078]
由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到耦合电感l的漏感lk两端的电压为：
[0079]vlk(off)
＝v
c1-v
c8
+nv
lm(off)
(22)
[0080]
将(20)式代入(22)式中可知漏感lk两端承受正压，流过漏感lk的电流从其最小值-i
lk
线性上升，其电流表达式为：
[0081][0082]
根据(21)式和(23)式求解并化简得到输入电流为：
[0083][0084]
将(18)式得到的使输入电流恒定的条件代入(24)式中，显然此阶段输入电流也为一个恒定值，其表达式为：
[0085]iin
(t)＝i
lm,max-ni
lk
(25)
[0086]
在阶段t0～t1间，流过励磁电感lm的电流变化量可以表示为：
[0087][0088]
同时根据(16)式计算可得流过漏感lk的最大电流i
lk
的表达式为：
[0089][0090]
将(26)式、(27)式代入(19)式、(25)式中，可得到阶段t0～t1与阶段t1～t2输入电流相等且为一个恒定值。因此在(18)式的条件下，所提发明dc/dc变换器实现了零输入电流
纹波。
[0091]
4)开关管与二极管的电压应力分析
[0092]
在阶段t0～t1中，由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到：
[0093]vd1
＝v
c1
(28)
[0094]vd2
＝v
c4
(29)
[0095]vd5
＝v
c5-v
c2
(30)
[0096]vd6
＝v
c6-v
c1
(31)
[0097]
在阶段t1～t2中，由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到：
[0098]vs
＝v
c1
(32)
[0099]vd3
＝v
c3
(33)
[0100]vd4
＝v
c4
(34)
[0101]vd7
＝v
c7-v
c4-v
c6
(35)
[0102]
将(9)式、(10)式、(11)式代入上述(28)式至(35)式中，可以得到开关管s与七个二极管具有相同的电压应力，其表达式为：
[0103][0104]
现对本发明dc/dc变换器进行仿真验证，各元件参数如表1所示，其仿真具体结果如图5、图6、图7、图8和图9所示。
[0105]
表1本发明变换器中各元器件的参数选择
[0106][0107][0108]
开关管s的占空比d设置为0.5；输出电压vo与输入电压的v
in
的比较波形如图5所示，由图可见输出电压稳定在320v，整体升压比达到了8倍；开关管s漏源极两端电压的波形如图6所示，从图中可以看出开关管的电压应力为80v，与理论计算的电压应力大小一致；七个二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6和d7阴阳极两端的电压仿真波形如图7所示，电压应力大小均为80v，与理论计算的电压应力大小一致，且均比输出电压值低，因此可以应用在所需电压较高的海上风电场合；流过耦合电感l的励磁电感lm与漏感lk的电流的仿真波形如图8所示，和理论分析相符；输入电流的仿真波形如图9所示，与理论分析一致，实现了零输入电流纹波，因此非常适合于海上风电整流后的高增益dc/dc变换器，保证了后续长距离高压直流传输的稳定性。
[0109]
综上所述，理论分析与仿真结果一致验证了电路的正确性，且本发明实现了零输入电流纹波及高电压增益的功能，开关管与各二极管的电压应力也低于输出电压使得本发明dc/dc变换器可以用于高输出电压的场合，因此可应用于海上风电中作为风机整流后的升压变换器。
[0110]
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明并不以上述实施方式为限，在实施过程中可能存在电路模型、驱动信号及相关参数的改动，如果对本发明的改动或变形不脱离本发明的精神和范围，且属于本发明的权利要求和等同技术范围之内，则这些改动和变形都应涵盖在本发明的保护范围之内。