双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统

1.本发明涉及光伏微逆变器技术领域，具体地，涉及一种双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统。


背景技术：

2.微逆变器一般是指光伏发电系统中的功率小于等于1000w，且具备组件级最大功率点追踪能力的逆变器。与集中式和组串式光伏逆变系统不同，微逆变器直接与单个光伏组件进行连接。其优点是可以对每块组件进行独立的mppt控制，在大幅提高整体效率的同时，也可以避免集中式逆变器具有的直流高压、弱光效应差、木桶效应等。
3.根据直流母线的位置和结构特点，可以将微逆变器分为三大类：直流母线结构，伪直流母线结构和无直流母线结构。其中直流母线结构的微逆变器为两级式结构，前级dc-dc变换电路采用固定占空比调制，后级dc-ac电路采用spwm调制，两级电路独立解耦控制，但后级dc-ac转换电路的损耗较高；伪直流母线结构的微逆变器也为两级式结构，其中前级dc-dc变换电路采用spwm调制，后级dc-ac电路采用工频方波调制，缺点在于前级dc-dc电路的控制较复杂，容易导致交流输出电流的畸变；无直流母线的微逆变器为单级式电路，采用矩阵式控制，其所用开关器件数量少，转换效率高，因此更具有优势。
4.现有无直流母线微逆变器均沿用dab变换器的移相控制，具体可以分为两种。第一种是使微逆变器工作在单移相调制状态，该调制策略下微逆变器只具有一个控制自由度，且变压器副边电流有效值大，使得效率较低；第二种是使微逆变器工作在扩展移相调制状态，这种方法虽然改善了单移相调制下电流有效值较大的问题，但微逆变器的传输功率和内外移相角之间的关系高度非线性，因此给控制器的设计带来很大难度。此外，移相调制方式下开关管的死区时间和驱动延时都可能会使得变压器偏磁，从而导致变压器电流增加，对开关管造成损坏，因此需要对微逆变器的架构和控制方式进行改进。
5.经过检索发现：
6.公开号为cn102364864a的中国发明专利申请《用于峰值电流模式逆变器的pwm控制电路及其控制方法》，根据峰值电流模式逆变器的工作原理，列出比较器、rs触发器的输入输出值与四个开关管需要的控制信号所对应的真值表；然后确定四个开关管的控制信号与比较器和rs触发器输出值之间的逻辑关系；最后根据这种逻辑关系，加入相应的门电路，完成对开关管峰值电流模式的pwm控制。该方法实现了输出电流正负半周的对称，消除了直流分量，而且降低了输出电流的总谐波失真(thd)值，提高了输出电流波形质量，实现了对电网设备的保护。该控制方法仍存在如下问题：
7.首先，该控制方法仅适用于全桥非隔离型逆变器这类基于spwm调制的电路，而双有源桥型微逆变器基于移相调制，需要根据变压器电流对原边和副边开关管均进行控制，其工作原理和该控制方法所适用的电路有本质差别；
8.其次，该控制方法仅能使得并网电流波形thd减小。


技术实现要素：

9.本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统。
10.根据本发明的一个方面，提供了一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，采用峰值电流控制模式，对所述双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路的输出和所述副边方波发生电路的输出进行控制；其中：
11.所述原边方波发生电路由时钟信号确定输出正电平、零电平和负电平，所述副边方波发生电路由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定输出正电平和负电平；
12.所述峰值电流控制模式，包括单自由度控制模式和双自由度控制模式；其中，在所述单自由度控制模式下，控制自由度为所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％，此时所述原边方波发生电路不具有控制自由度；在所述双自由度控制下，控制自由度分别为所述原边方波发生电路开始输出正电平的时刻以及所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，其中，所述原边方波发生电路交替输出第一段零电平、正电平、第二段零电平和负电平，正电平和负电平的持续时间相同，第一段零电平和第二段零电平的持续时间相同，输出开始时间均由时钟信号确定，第一段零电平加正电平的持续时间与第二段零电平加负电平的持续时间各占50％；所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％。
13.可选地，在所述单自由度控制模式下，所述原边方波发生电路的输出电压与时钟信号保持一致，当所述时钟信号为1时，所述原边方波发生电路输出正电平；当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出负电平；所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压频率一致，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。
14.可选地，在所述单自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于boost模式，所述副边方波发生电路的工作方式包括：
15.当变压器副边电流is大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
16.当变压器副边电流is小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，所述副边方波发生电路输出负电平，使得所述变压器副边电流is开始上升。
17.可选地，在所述单自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于buck模式，所述副边方波发生电路的工作方式包括：
18.当变压器副边电流is大于正阈值时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
19.当变压器副边电流is小于负阈值时，所述副边
方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始上升；
20.式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比。
21.可选地，在所述双自由度控制模式下，所述原边方波发生电路开始输出零电平的时刻由时钟信号确定，当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出零电平；其中，所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压的频率相等，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。
22.可选地，在所述双自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于boost模式，所述原边方波发生电路和所述副边方波发生电路的工作方式包括：
23.所述原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流is为i
t3
时开始输出正电平，在变压器副边电流is为-i
t3
时开始输出负电平；
24.其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，c
oss
为原边开关管并联电容容值，lk为变压器漏感折算到副边的值；
25.当变压器副边电流is大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路开始输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
26.当变压器副边电流is小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，所述副边方波发生电路开始输出负电平，使得所述变压器副边电流is开始上升。
27.可选地，在所述双自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于buck模式，所述原边方波发生电路和所述副边方波发生电路的工作方式包括：
28.所述原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流is为i
t3
时开始输出正电平，在变压器副边电流is为-i
t3
时开始输出负电平；
29.其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，c
oss
为原边开关管并联电容容值，lk为变压器漏感折算到副边的值；
30.当变压器副边电流is大于正阈值时，所述副边方波发生电路开始输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
31.当变压器副边电流is小于负阈值时，所述副边方波发生电路开始输出负电平，使得所述变压器副边电流is开始上升；
32.式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比，d1为原边方波发生电路输出的正电平的上升沿滞后时钟信号上升沿的角度。
33.根据本发明的另一个方面，提供了一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制系统，包括：最大功率点跟踪模块、电压环控制模块、锁相环模块、电流环控制模块、峰值电流计算模块和开关管控制模块；其中：
34.所述最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端电压给定值v
pv,ref
；所述光伏板端电压v
pv
和所述光伏端电压给定值v
pv,ref
相减，并输入所述电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值i
m,ref
；所述锁相环模块对电网电压vg进行采样，并输出电网电压相角θ，结合所述并网电流给定值的幅值i
m,ref
和所述输出电网电压相角θ，得到并网电流给定值i
g,ref
；所述并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流ig相减，并通过所述电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将所述光伏板端电压v
pv
、所述电网电压vg和所述变压器电流峰值i
peak
输入到所述峰值电流计算模块，得到单自由度控制下变压器电流正阈值i
t1
和变压器电流负阈值i
t2
，所述变压器电流正阈值i
t1
和所述变压器电流负阈值i
t2
与实际变压器电流进行比较，得到的比较结果经过所述开关管控制模块生成控制原副边开关管的驱动信号，从而使得原副边电路输出对应的正负电平，实现对峰值电流的单自由度控制；
35.所述最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端电压给定值v
pv,ref
；所述光伏板端电压v
pv
和所述光伏端电压给定值v
pv,ref
相减，并输入所述电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值i
m,ref
；所述锁相环模块对电网电压vg进行采样，并输出电网电压相角θ，结合所述并网电流给定值的幅值i
m,ref
和所述输出电网电压相角θ，得到并网电流给定值i
g,ref
；所述并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流ig相减，并通过所述电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将所述光伏板端电压v
pv
、所述电网电压vg和所述变压器电流幅值i
peak
输入到所述峰值电流计算模块，得到双自由度控制下变压器电流正阈值i
t1
和变压器电流负阈值i
t2
，所述变压器电流正阈值i
t1
、所述变压器电流负阈值i
t2
和原边开关管实现零电压软开关的阈值电流i
t3
与实际变压器电流进行比较，得到的比较结果经过所述开关管控制模块生成控制原副边开关管的驱动信号，从而使得原副边电路输出对应的正负电平，实现对峰值电流的双自由度控制。
36.根据本发明的第三个方面，提供了一种基于峰值电流控制的双有源桥型微逆变器，采用峰值电流控制模式，控制所述原边方波发生电路输出正电平、零电平和负电平，控制所述副边方波发生电路输出正电平和负电平；其中：
37.所述峰值电流控制模式，包括：单自由度控制模式和双自由度控制模式；其中，在所述单自由度控制模式下，控制自由度为所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％，此时所述原边方波发生电路不具有控制自由度；在所述双自由度控制下，控制自由度分别为所述原边方波发生电路开始输出正电平的时刻以及所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，其中，所述原边方波发生电路交替输出第一段零电平、正电平、第二段零电平和负电平，正电平和负电平的持续时间相同，第一段零电平和第二段零电平的持续时间相同(输出开始时间均由时钟信号确定)，第一段零电平加正电平的持续时间与第二段零电平加负电平的持续时间各占50％；所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％；
38.所述原边方波发生电路的输出由时钟信号确定；
39.所述副边方波发生电路的输出由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定。
40.可选地，所述单自由度控制模式，包括：
41.对于所述原边方波发生电路：
42.所述原边方波发生电路的输出电压与时钟信号保持一致，当所述时钟信号为1时，所述原边方波发生电路输出正电平；当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出负电平；其中，所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压的频率一致，在前50％时钟周期，所述时钟信号为1；在后50％时钟周期，所述时钟信号为0；
43.对于所述副边方波发生电路：
44.当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，处于boost控制模式；当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，处于buck控制模式；其中：
45.所述boost控制模式，包括：
46.当变压器副边电流is大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
47.当变压器副边电流is小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，所述副边方波发生电路输出负电平，使得所述变压器副边电流is开始上升；
48.所述buck控制模式，包括：
49.当变压器副边电流is大于正阈值时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
50.当变压器副边电流is小于负阈值时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始上升；
51.式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比。
52.可选地，所述双自由度控制模式，包括：
53.对于所述原边方波发生电路：
54.所述原边方波发生电路开始输出零电平的时刻由时钟信号确定，当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出零电平；其中，所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压的频率相等，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0；
55.对于所述原边方波发生电路和所述副边方波发生电路：
56.当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，处于boost控制模式；当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，处于buck控制模式；其中：
57.所述boost控制模式，包括：
58.所述原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流is为i
t3
时，所述原边方波发生电路开始输出正电平，在变压器副边电流is为-i
t3
时，所述原边方波发生电路开始输出负电平；
59.其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，c
oss
为原边开关管并联电容容值，lk为变压器漏感折算到副边的值；
60.当变压器副边电流is大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路开始输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
61.当变压器副边电流is小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，所述副边方波发生电路开始输出负电平，使得所述变压器副边电流is开始上升；
62.所述buck控制模式，包括：
63.所述原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流is为i
t3
时，所述所述原边方波发生电路开始输出正电平，在变压器副边电流is为-i
t3
时，所述原边方波发生电路开始输出负电平；
64.当变压器副边电流is大于正阈值时，所述副边方波发生电路开始输出正电平，使得所述变压器副边电流is开始下降；
65.当变压器副边电流is小于负阈值时，所述副边方波发生电路开始输出负电平，使得所述变压器副边电流is开始上升；
66.式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比，d1为原边方波发生电路输出的正电平的上升沿滞后时钟信号上升沿的角度。
67.由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下至少一项的有益效果：
68.本发明提供的双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统，通过直接对变压器峰值电流进行控制，从而避免了传统移相微逆变器中由开关管死区和驱动信号延时带来的变压器的偏磁问题，使得开关管不会由于变压器磁饱和导致的过电流而损坏。
69.本发明提供的双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统，通过引入额外的自由度，可以直接对原边开关管的开通电流进行控制，从而实现原边开关管的零电流或零电压开通，减小微逆变器的开关损耗，提高效率和功率密度。
70.本发明提供的双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统，其峰值电流控制方法不仅可以实现对输出功率的精准控制以减小并网电流thd，还可以实现原边和副边开关管的零电压软开关，从而减小开关损耗。
附图说明
71.通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
72.图1为本发明一优选实施例中单级式半桥双有源桥(dab)型微逆变器的电路示意图；
73.图2为本发明一优选实施例中单自由度峰值电流控制下变压器原副边电压电流和
时钟信号的波形示意图；其中，(a)为buck模式，(b)为boost模式；
74.图3为本发明一优选实施例中基于单自由度峰值电流控制的整体闭环控制框图；
75.图4为本发明一优选实施例中双自由度峰值电流控制下开关管s1～s8驱动波形、变压器原副边电压电流和时钟信号的波形示意图；其中，(a)为buck模式，(b)为boost模式；
76.图5为本发明一优选实施例中基于双自由度峰值电流控制的整体闭环控制框图。
具体实施方式
77.下面结合具体的实施例对本发明进行详细的说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这都属于本发明的保护范围。以下没有说明的部分，可以参照发明内容中记载或现有技术。
78.本发明一实施例还提供了一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，采用峰值电流控制模式，对双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路的输出和副边方波发生电路的输出进行控制；其中：
79.原边方波发生电路由时钟信号确定输出正电平、零电平和负电平，副边方波发生电路由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定输出正电平和负电平；
80.峰值电流控制模式，包括单自由度控制模式和双自由度控制模式；其中，在单自由度控制模式下，控制自由度为副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％，此时原边方波发生电路不具有控制自由度；在双自由度控制下，控制自由度分别为原边方波发生电路开始输出正电平的时刻以及副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，其中，原边方波发生电路交替输出第一段零电平、正电平、第二段零电平和负电平，正电平和负电平的持续时间相同，第一段零电平和第二段零电平的持续时间相同，输出开始时间均由时钟信号确定，第一段零电平加正电平的持续时间与第二段零电平加负电平的持续时间各占50％；副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％。
81.本发明一实施例提供了一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制系统，包括：最大功率点跟踪模块、电压环控制模块、锁相环模块、电流环控制模块、峰值电流计算模块和开关管控制模块；其中：
82.最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端电压给定值v
pv,ref
；光伏板端电压v
pv
和光伏端电压给定值v
pv,ref
相减，并输入电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值i
m,ref
；锁相环模块对电网电压vg进行采样，并输出电网电压相角θ，结合并网电流给定值的幅值i
m,ref
和输出电网电压相角θ可以得到并网电流给定值i
g,ref
；并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流ig相减，并通过电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将光伏板端电压v
pv
、网侧电压vg和变压器电流阈值i
peak
输入到峰值电流计算模块，得到单自由度控制下变压器电流正阈值i
t1
和负阈值i
t2
，变压器电流正阈值i
t1
和变压器电流负阈值i
t2
与实际变压器电流进行比较，比较得到的结果经过开关管控制模块生成控制原副边开关管的驱动信号，从而使得原副边电路输出对应的正负电平，实现对峰值电流的单自由度控制；
83.最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端
电压给定值v
pv,ref
；光伏板端电压v
pv
和光伏端电压给定值v
pv,ref
相减，并输入电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值i
m,ref
；锁相环模块对电网电压vg进行采样，并输出电网电压相角θ，结合并网电流给定值的幅值i
m,ref
和输出电网电压相角θ可以得到并网电流给定值i
g,ref
；并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流ig相减，并通过电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将光伏板端电压v
pv
、网侧电压vg和变压器电流阈值i
peak
输入到峰值电流计算模块，得到双自由度控制下变压器电流正阈值i
t1
和负阈值i
t2
，变压器电流正阈值i
t1
、变压器电流负阈值i
t2
和原边开关管实现零电压软开关的阈值电流i
t3
与实际变压器电流进行比较，比较得到的结果经过开关管控制模块生成控制原副边开关管的驱动信号，从而使得原副边电路输出对应的正负电平，实现对峰值电流的双自由度控制。
84.该实施例提供的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制系统，如图3和图5所示。
85.本发明一实施例还提供了一种基于峰值电流控制的双有源桥型微逆变器。
86.在该实施例中，双有源桥型微逆变器，可以包括：光伏板、直流侧母线电容、原边方波发生电路、高频变压器、副边方波发生电路以及交流电网侧的低通滤波器；光伏板与直流侧母线电容并联后，与原边方波发生电路的直流端口连接，原边方波发生电路的输出端与高频变压器的原边连接，高频变压器的副边与副边方波发生电路的交流端口连接，副边方波发生电路的直流端口与网侧低通滤波器相连，网侧低通滤波器与交流电网直接相连；原边方波发生电路中，开关管s1的源极和开关管s2的漏极相连，并与高频变压器原边端口的正极相连，开关管s3的源极和开关管s4的漏极相连，并与高频变压器原边端口的负极相连，开关管s1的漏极和开关管s3的漏极相连，并与直流侧母线电容的正极相连，开关管s2的源极和开关管s4的源极相连，并与直流侧母线电容的负极相连；副边方波发生电路中，开关管s5的漏极和薄膜电容c1的正极相连，开关管s5的源极和开关管s6的源极相连，开关管s6的漏极和开关管s7的漏极相连，并与变压器副边端口的正极相连，开关管s7的源极和开关管s8的源极相连，开关管s8的漏极和薄膜电容c2的负极相连，薄膜电容c1的负极和薄膜电容c2的正极相连，并和变压器副边端口的负极相连。
87.该实施例提供的基于峰值电流控制的双有源桥型微逆变器，采用峰值电流控制模式，控制原边方波发生电路输出正电平、零电平和负电平，控制副边方波发生电路输出正电平和负电平；其中：
88.峰值电流控制模式，包括：单自由度控制模式和双自由度控制模式；其中，在单自由度控制模式下，控制自由度为副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％，此时原边方波发生电路不具有控制自由度；在双自由度控制下，控制自由度分别为原边方波发生电路开始输出正电平的时刻以及副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，其中，原边方波发生电路交替输出第一段零电平、正电平、第二段零电平和负电平，正电平和负电平的持续时间相同，第一段零电平和第二段零电平的持续时间相同(输出开始时间均由时钟信号确定)，第一段零电平加正电平的持续时间与第二段零电平加负电平的持续时间各占50％；副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％；
89.原边方波发生电路的输出由时钟信号确定；
90.副边方波发生电路的输出由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定。
91.在本发明上述三个实施例中：
92.原边方波发生电路的输出由时钟信号确定,可以输出正电平、零电平和负电平；副边方波发生电路的输出由高频变压器副边电流大小is和阈值电流的关系决定，可以输出正电平和负电平，原边方波发生电路和副边方波发生电路有两种峰值电流控制模式。
93.两种峰值电流控制模式，分别为单自由度控制和双自由度控制。在单自由度控制下，控制自由度为副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，原边方波发生电路不具有控制自由度；在双自由度控制下，控制自由度分别为原边方波发生电路开始输出正电平的时刻，以及副边方波发生电路开始输出正电平的时刻。
94.在两种峰值电流控制模式下，控制自由度为原边方波发生电路和副边方波发生电路开始输出正电平的时刻。其他输出电平，需要依赖于其他控制变量的输出而输出。进一步地，对于单自由度控制模式而言，原边输出正负电平的时刻依赖于时钟信号，副边输出负电平的时刻依赖于副边输出正电平的时刻；而副边输出正电平的时刻是独立的、不依赖于其他控制变量的，为一个控制自由度。对于双自由度控制模式而言，原边输出第一段和第二段零电平的时刻依赖于时钟信号，原边输出负电平的时刻依赖于原边输出正电平的时刻，副边输出负电平的时刻依赖于副边输出正电平的时刻；而原边输出正电平的时刻和副边输出正电平的时刻是独立的，不依赖于其他控制变量的，各自成为一个控制自由度。
95.在上述三个实施例一优选实施例中，在单自由度控制模式下，原边方波发生电路的输出电压与时钟信号保持一致，当时钟信号为1时，原边方波发生电路输出正电平；当时钟信号为0时，原边方波发生电路输出负电平。在双自由度控制方法下，原边方波发生电路开始输出零电平的时刻由时钟信号确定，当时钟信号为0时，原边方波发生电路输出零电平。该时钟信号的频率与原边方波发生电路输出的电压和副边方波发生电路电压频率一致，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。
96.在上述三个实施例一优选实施例中，在单自由度控制模式下，根据原边光伏板端电压折算到变压器副边的值nv
pv
，和交流网侧电压绝对值|vg|的大小关系可以分为boost模式和buck模式。当nv
pv
＞|vg|/2时对应为buck模式，当nv
pv
≤|vg|/2时对应为boost模式。
97.进一步地，当微逆变器处于boost模式时，副边方波发生电路的具体工作方式如下：
98.当变压器副边电流大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，副边方波发生电路输出正电平，使得变压器副边电流开始下降；
99.当变压器副边电流小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，副边方波发生电路输出负电平，使得变压器副边电流开始上升。
100.上述表达式中i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
101.进一步地，当微逆变器处于buck模式时，副边方波发生电路的具体工作方式如下：
102.当变压器副边电流大于正阈值时，副边方波发生电路输出正电平，使得变压器副边电流开始下降；
103.当变压器副边电流小于负阈值时，副边方波发
生电路输出正电平，使得变压器副边电流开始上升。
104.上述副边电流阈值表达式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比，i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
105.在上述三个实施例一优选实施例中，在双自由度控制模式下，原边方波发生电路开始输出零电平的时刻由时钟信号确定，当时钟信号为0时，原边方波发生电路输出零电平；其中，时钟信号的频率与原边方波发生电路的输出电压和副边方波发生电路的输出电压的频率相等，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。
106.在上述三个实施例一优选实施例中，在双自由度控制模式下，根据原边光伏板端电压折算到变压器副边的值nv
pv
，和交流网侧电压绝对值|vg|的大小关系可以分为boost模式和buck模式。当nv
pv
＞|vg|/2时对应为buck模式，当nv
pv
≤|vg|/2时对应为boost模式。
107.进一步地，当微逆变器处于boost模式时，原边方波发生电路和副边方波发生电路的具体工作方式如下：
108.原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流为i
t3
的时候开始输出正电平，在变压器副边电流为-i
t3
时开始输出负电平；
109.其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，c
oss
为原边开关管并联电容容值，lk为变压器漏感折算到副边的值。
110.当变压器副边电流大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，副边方波发生电路开始输出正电平，使得变压器副边电流开始下降；
111.当变压器副边电流小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，副边方波发生电路开始输出负电平，使得变压器副边电流开始上升。
112.上述表达式中i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
113.进一步地，当微逆变器处于buck模式时，原边方波发生电路和副边方波发生电路的具体工作方式如下：
114.原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流为i
t3
的时候开始输出正电平，在变压器副边电流为-i
t3
时开始输出负电平；
115.其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，c
oss
为原边开关管并联电容容值，lk为变压器漏感折算到副边的值。
116.当变压器副边电流大于正阈值时，副边方波发生电路开始输出正电平，使得变压器副边电流开始下降；
117.当变压器副边电流小于负阈值时，副边方波发生电路开始输出负电平，使得变压器副边电流开始上升。
118.上述电流阈值表达式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波
电压的频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比，d1为原边方波发生电路输出的正电平的上升沿滞后时钟信号上升沿的角度。
119.下面结合附图以及具体应用实例，对本发明上述实施例提供的技术方案进一步说明。
120.图1为一单级式半桥dab型微逆变器电路示意图。如图1所示，单级式半桥dab型微逆变器电路由光伏板组件、直流母线电容、原边全桥电路、高频变压器、副边半桥电路、网侧低通滤波器组成。其中原边全桥电路包含开关管s1～s4，副边半桥电路包含开关管s5～s8和薄膜电容c1/c2；高频变压器原副边匝比为1:n，折算到原边的励磁电感为lm，折算到副边的变压器漏感为lk。图1所示的微逆变器即为基于峰值电流控制的双有源桥型微逆变器的一种可能拓扑。
121.图2为本发明一单自由度峰值电流控制下变压器原副边电压电流和时钟信号的波形示意图。如图2所示，单自由度峰值电流控制下的控制自由度为变压器副边开关管的开通时刻(即副边方波发生电路开始输出正电平的时刻)，变压器原边开关管不具有控制自由度。变压器原边全桥电路(即原边方波发生电路，需要说明的是，除了该电路形式，原边方波发生电路还可以为其他电路形式)可以输出{+v
pv
,-v
pv
}两个电平，变压器副边半桥电路(即副边方波发生电路，需要说明的是，除了该电路形式，副边方波发生电路还可以为其他电路形式)可以输出{+|vg|/2,-|vg|/2}两个电平。
122.进一步地，微逆变器的基本工作方式为：开关管s1和s2高频互补导通，开关管s3和s4高频互补导通，开关管s1和s4的开通/关断保持一致，开关管s2和s3的开通/关断保持一致。当网侧电压为正时，开关管s6和s8常通，开关管s5和s7高频互补导通；当网侧电压为负时，开关管s5和s7常通，开关管s6和s8高频互补导通。
123.进一步地，开关管s1的开通和关断跟随时钟信号，当时钟信号为1时，开关管s1开通；当时钟信号为0时，开关管s1关断。该时钟信号的频率与微逆变器的开关频率相等，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。其中，原边方波发生电路的输出电压和副边方波发生电路的输出电压会周期性变化，其周期性变化的频率就是开关频率。
124.上述应用实例中微逆变器的单自由度峰值电流控制模式根据原边光伏板端电压折算到变压器副边的值nv
pv
，和交流网侧电压绝对值|vg|的大小关系可以分为boost模式和buck模式。当nv
pv
＞|vg|/2时对应为buck模式，当nv
pv
≤|vg|/2时对应为boost模式。
125.具体地，当微逆变器处于boost模式和buck模式时，变压器副边开关管的具体工作方式分别如下：
126.微逆变器处于boost模式，如图2中(b)所示，在t＝t1时刻，当变压器副边电流is大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，若网侧电压大于0，则开关管s5导通，开关管s7关断；若网侧电压小于0，则开关管s8导通，开关管s6关断，使得变压器副边电流开始下降。如图2(b)所示，在t＝t2时刻，当变压器副边电流is小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，若网侧电压大于0，则开关管s7导通，开关管s5关断；若网侧电压小于0，则开关管s6导通，开关管s8关断，使得变压器副边电流开始上升。如图3所示，上述表达式中i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
127.微逆变器处于buck模式，如图2中(a)所示，在t＝t1时刻，当变压器副边电流大于
正阈值时，若网侧电压大于0，则开关管s5导通，开关管s7关断；若网侧电压小于0，则开关管s8导通，开关管s6关断，使得变压器副边电流开始下降。如图2(a)所示，在t＝t2时刻，当变压器副边电流小于负阈值时，若网侧电压大于0，则开关管s7导通，开关管s5关断；若网侧电压小于0，则开关管s6导通，开关管s8关断，使得变压器副边电流开始上升。上述副边电流阈值表达式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为微逆变器开关频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比。如图3所示，i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
128.图3提供的基于单自由度峰值电流控制的整体闭环控制框图中，下半部分的控制系统，包括：最大功率点跟踪模块(mppt)、电压环控制模块、锁相环模块、电流环控制模块、峰值电流计算模块和开关管控制模块；其中：
129.最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端电压给定值v
pv,ref
；光伏板端电压v
pv
和光伏端电压给定值v
pv,ref
相减，并输入电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值i
m,ref
；锁相环模块对电网电压vg进行采样，并输出电网电压相角θ，结合并网电流给定值的幅值i
m,ref
和输出电网电压相角θ可以得到并网电流给定值i
g,ref
；并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流ig相减，并通过电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将光伏板端电压v
pv
、网侧电压vg和变压器电流阈值i
peak
输入到峰值电流计算模块，得到单自由度控制下变压器电流正阈值i
t1
和负阈值i
t2
，变压器电流正阈值i
t1
和变压器电流负阈值i
t2
与实际变压器电流进行比较，比较得到的结果经过开关管控制模块生成控制原副边开关管的驱动信号，从而使得原副边电路输出对应的正负电平。
130.图4为本发明一双自由度峰值电流控制下变压器原副边电压电流和时钟信号的波形示意图。如图4所示，在该控制模式下，高频变压器原边开关管在变压器副边电流为i
t3
时开通，在时钟信号下降沿关断，高频变压器副边开关管的动作逻辑由高频变压器副边电流大小和阈值电流i
t1
及i
t2
的关系决定。
131.上述应用实例中两个控制自由度分别为
①
变压器原边开关管的开通时刻，以及
②
变压器副边开关管的开通时刻。变压器原边全桥电路可以输出{+v
pv
,0,-v
pv
}三个电平，变压器副边半桥电路可以输出{+|vg|/2,-|vg|/2}两个电平。
132.进一步的，在上述应用实例双自由度峰值电流控制下，单级式半桥dab型微逆变器的基本工作方式为：开关管s1和s2高频互补导通，开关管s3和s4高频互补导通，且开关管s1和s4的开通/关断时刻不同。当网侧电压为正时，开关管s6和s8常通，开关管s5和s7高频互补导通；当网侧电压为负时，开关管s5和s7常通，开关管s6和s8高频互补导通。
133.进一步的，开关管s1的关断跟随时钟信号，如图4所示，当时钟信号为0时，开关管s1关断。该时钟信号的频率与微逆变器的开关频率相等，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。
134.上述应用实例中微逆变器的双自由度峰值电流控制模式根据原边光伏板端电压折算到变压器副边的值nv
pv
，和交流网侧电压绝对值|vg|的大小关系可以分为boost模式和buck模式。当nv
pv
＞|vg|/2时对应为buck模式，当nv
pv
≤|vg|/2时对应为boost模式。
135.具体地，当微逆变器处于boost模式和buck模式时，变压器副边开关管的具体工作方式分别如下：
136.微逆变器处于boost模式，如图4中(b)所示，在t＝ts/2时刻，原边开关管s1在时钟下降沿关断，在t＝t1时刻，开关管s4在变压器副边电流为i
t3
的时候开启。在t＝t2时刻，当变压器副边电流大于正阈值i
t1
＝i
peak
时，若网侧电压大于0，则开关管s5导通，开关管s7关断；若网侧电压小于0，则开关管s8导通，开关管s6关断，使得变压器副边电流开始下降。在t＝t4时刻，当变压器副边电流小于负阈值i
t2
＝-i
peak
时，若网侧电压大于0，则开关管s7导通，开关管s5关断；若网侧电压小于0，则开关管s6导通，开关管s8关断，使得变压器副边电流开始上升。如图5所示，上述表达式中i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
137.微逆变器处于buck模式，如图4中(a)所示，在t＝ts/2时刻，原边开关管s1在时钟下降沿关断，在t＝t1时刻，开关管s4在变压器副边电流为i
t3
的时候开启。在t＝t2时刻，当变压器副边电流大于正阈值时，若网侧电压大于0，则开关管s5导通，开关管s7关断；若网侧电压小于0，则开关管s8导通，开关管s6关断，使得变压器副边电流开始下降。在t＝t4时刻，当变压器副边电流小于负阈值时，若网侧电压大于0，则开关管s7导通，开关管s5关断；若网侧电压小于0，则开关管s6导通，开关管s8关断，使得变压器副边电流开始上升。上述电流阈值表达式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为微逆变器开关频率，|vg|为网侧电压绝对值，lk为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比，d1为开关管s4的驱动信号和开关管s1的驱动信号错开的角度。如图5所示，i
peak
由对网侧电流的闭环控制获得，闭环控制器可以为pi控制器、pr控制器或qpr控制器。
138.图5提供的基于双自由度峰值电流控制的整体闭环控制框图中，下半部分的控制系统，包括：最大功率点跟踪模块(mppt)、电压环控制模块、锁相环模块、电流环控制模块、峰值电流计算模块和开关管控制模块；其中：
139.最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端电压给定值v
pv,ref
；光伏板端电压v
pv
和光伏端电压给定值v
pv,ref
相减，并输入电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值i
m,ref
；锁相环模块对电网电压vg进行采样，并输出电网电压相角θ，结合并网电流给定值的幅值i
m,ref
和输出电网电压相角θ可以得到并网电流给定值i
g,ref
；并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流ig相减，并通过电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将光伏板端电压v
pv
、网侧电压vg和变压器电流阈值i
peak
输入到峰值电流计算模块，得到双自由度控制下变压器电流正阈值i
t1
和负阈值i
t2
，变压器电流正阈值i
t1
、变压器电流负阈值i
t2
和原边开关管实现零电压软开关的阈值电流i
t3
与实际变压器电流进行比较，比较得到的结果经过开关管控制模块生成控制原副边开关管的驱动信号，从而使得原副边电路输出对应的正负电平。
140.本发明上述具体应用实例提供的基于峰值电流控制的双有源桥型微逆变器及控制方法，通过采样高频变压器副边电流，并将其与阈值电流进行比较，从而控制微逆变器的
功率开关管通断，实现精确的网侧功率传输。峰值电流控制方法分为单自由度控制和双自由度控制，在单自由度控制下可以实现精确的网侧电流控制；在双自由度控制下不仅可以通过控制原副边电路输出的方波电压来精确控制功率传输，还可以实现高频变压器原副边开关管的零电压或零电流软开关。本发明通过直接对变压器峰值电流进行控制，避免了由开关管死区带来的变压器的偏磁问题；峰值电流控制方法规避了dab型变换器中传输功率与内外移相角之间的非线性问题，使得控制器的设计更为简化；双自由度峰值电流控制下额外的控制自由度可以用于扩展微逆变器的软开关范围，从而可以减小开关损耗，有利于微逆变器效率和功率密度的提高。
141.当然，以上实施例的具体电路仅仅是本发明一种实现的优选实施例，并不用于限定本发明，在其他实施例中，也可以是实现相同功能的其他电路形式。
142.本发明上述实施例提供的基于峰值电流控制的双有源桥型微逆变器及控制方法，通过直接对变压器峰值电流进行控制，从而避免了传统移相控制中由开关管死区和驱动信号延时带来的变压器的偏磁问题，使得开关管不会由于变压器磁饱和导致的过电流而损坏；通过引入额外的自由度，可以直接对原边开关管的开通电流进行控制，从而实现原边开关管的零电流或零电压开通，减小微逆变器的开关损耗，提高效率和功率密度；可以规避传统移相控制中传输功率和内外移相角之间的高度非线性关系，从而减小闭环设计的难度。
143.本发明上述实施例中未尽事宜均为本领域公知技术。
144.以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。