一种非隔离LLC谐振变换器电路的制作方法

一种非隔离llc谐振变换器电路
技术领域
1.本发明涉及开关电源领域。本发明公开了一种非隔离llc谐振变换器电路，可实现全部开关管的软开关。


背景技术：

2.近年来由于数据市场的持续高速发展，推动了对机架式服务器的需求不断提升，主要包括部署数量和单机计算能力两个方面。随之而来的是如何降低初始资本支出和后期运行维护成本的突出问题。一般而言后期运行成本中重要支出主要包括服务器自身能耗和为保证其本身及附属设备正常工作所需要的环境维持系统的能耗，而后者又受前者制约，前者自身的低能耗也意味着可以减低后者的建设成本和能耗。因此使用高效率的电力传输架构、同时降低板卡的能耗是一种综合解决方案。
3.为降低电力传送过程中的电能损耗和电缆成本，采用48v为服务器板卡供电的总线架构替代传统的12v总线架构受到业界青睐；此架构通常是先通过隔离型ac-dc转换器将电网电压转化为48v直流，传送到板卡后，在其内部用dc-dc转换器将48v转化为12v、再经由负载点（pol-point of load）转换器为各芯片组、cpu、gpu或者各种用途的加速芯片进行供电。
4.因此为了降低服务器的能耗和成本，这个领域迫切需求一种高转换效率、低成本的48v转12v解决方案。目前得到广泛关注和应用的方案有以下三种技术：一是不断优化在传统通讯领域中广泛应用的48v转12v模块电源方案，这类电源大多采用隔离的半桥或全桥硬开关电路、少部分采用llc谐振变换器电路。为达到更高的转换效率和功率密度，一般都是通过增加pcb板的层数和铜厚，并优化隔离变压器设计、采用性能更优异的功率mos管，但结果是不断地推高产品物料成本、加大工艺难度和拉长开发周期。虽然仍有使用这样技术的新产品持续推出，但已经很难在性能和价格之间继续平衡发展。
5.二是美国谷歌公司开发公布的非隔离、谐振变换器方案switched tank converters（stc）。其原理是通过多级谐振电路级联实现所有开关器件的软开关，开关器件的应力则通过串联和输出电压钳位的方式得到有效的控制。如此，在使用较低成本的器件基础上，变换器的效率仍然得到非常有效的提升。但是此变换器为多级谐振电路级联组成，不能对输出电压进行调整；开关器件多、控制复杂、多开关器件串联等原因致使驱动方案和辅助源电路设计复杂，推高了电路整体成本。
6.三是delta在2004年专利us7230405b2中公开的串联电容buck电路，该电路通过在传统buck电路中增加串联电容，使得变换器的占空比可以展开并减小了输出滤波电感前的电压脉动，改善了滤波电感的工作条件。变换器可降低开关频率、减小开关损耗、提升效率，由此降低复杂度。但该电路的开关器件工作于硬开关条件，限制了变换器开关频率的提高，从而限制了功率密度的进一步提升。
7.本发明公开一种非隔离llc谐振变换器电路，该变换器利用电感、电容的谐振原理
实现全部开关器件的软开关，利用非隔离变压器耦合关系实现谐振电流倍增和输出电压调整，有效提升了转换效率和功率密度，并降低了成本。此种变换器电路结构简单、安全可靠、易于控制。


技术实现要素：

8.本发明提出一种非隔离llc谐振变换器电路，其显著特征在于，谐振电容、谐振电感构成lc谐振网络，利用lc的谐振工作，实现了全部开关器件的软开关；利用非隔离变压器耦合关系实现谐振电流倍增；通过调整开关频率和非隔离变压器匝比实现输出电压的调整；由于实现了开关器件的软开关，可以实现电源的高频化、高效率；电路结构简单、安全可靠、控制简单易行。
9.本发明电路拓扑如图1所示。
10.本发明提出一种非隔离llc谐振变换器电路，该变换器电路由电源vin、两个lc谐振网络、tx变压器、续流管，输出滤波电容co和输出负载ro构成，其中：两个lc谐振网络由lc谐振网络a和lc谐振网络b构成；lc谐振网络a由开关管s1、s2及谐振电感lr1、谐振电容cr1构成； lc谐振网络b由开关管s6、s5及谐振电感lr2、谐振电容cr2构成；tx变压器由绕组tx_1、绕组tx_2、绕组tx_3、绕组tx_4和电感lm构成；续流管由s3和s4构成；开关管s1左端、s6左端与电源vin正端相连；s1右端与s2左端、lr1左端相连， lr1右端与 cr1左端相连；s6右端与s5左端、lr2左端相连， lr2右端与 cr2左端相连；cr1右端与s5右端、lm上端、tx_3同名端相连，tx_3异名端与s4上端、tx_1同名端相连；cr2右端与s2右端、lm下端、tx_4异名端相连，tx_4同名端与s3上端、tx_2异名端相连；tx_1异名端与tx_2同名端、co上端、ro上端相连，s3下端、s4下端、co下端、ro下端、电源vin负端与参考地相连；控制s1、s2、s6、s5的开通和关断，使lr1与cr1、lr2与cr2谐振工作，形成谐振电流，注入tx变压器的一个或几个绕组，利用tx变压器耦合关系在另外一个或几个绕组中形成感应电流，通过s3或s4提供的续流通路，使电流从tx_1异名端和tx_2同名端同时流出，实现注入输出滤波电容co和负载ro的总电流按特定比例分配在tx_1绕组和tx_2绕组，减小绕组内电流有效值，将输入电压转换为输出电压。
附图说明
11.为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面将对实施例以及现有技术描述中所使用的附图做简单介绍。显而易见的，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下还可以根据这些附图来获得其他的附图。
12.图1是本发明实施例的变换器电路拓扑图；图2是本发明实施例的主要工作波形；图3是谷歌提出的stc谐振变换器；图4 是delta提出的串联电容的buck电路；图5 是本发明实施例的绕组tx_3、绕组tx_4为零匝的变换器电路拓扑图；图6 是本发明实施例的lc谐振网络b去除的变换器电路拓扑图；图7 是本发明实施例的lc谐振网络b去除、绕组tx_3为零匝的变换器电路拓扑图；
图8 是本发明实施例的lc谐振网络b去除、绕组tx_4为零匝的变换器电路拓扑图；图9 是本发明实施例的lc谐振网络b去除、绕组tx_3和绕组tx_4为零匝的变换器电路拓扑图。
具体实施方式
13.为下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
14.如图1所示，本发明该变换器电路由电源vin、两个lc谐振网络、tx变压器、续流管，输出滤波电容co和输出负载ro构成，其中：两个lc谐振网络由lc谐振网络a和lc谐振网络b构成；lc谐振网络a由开关管s1、s2及谐振电感lr1、谐振电容cr1构成； lc谐振网络b由开关管s6、s5及谐振电感lr2、谐振电容cr2构成；tx变压器由绕组tx_1、绕组tx_2、绕组tx_3、绕组tx_4和电感lm构成；续流管由s3和s4构成；开关管s1左端、s6左端与电源vin正端相连；s1右端与s2左端、lr1左端相连， lr1右端与 cr1左端相连；s6右端与s5左端、lr2左端相连， lr2右端与 cr2左端相连；cr1右端与s5右端、lm上端、tx_3同名端相连，tx_3异名端与s4上端、tx_1同名端相连；cr2右端与s2右端、lm下端、tx_4异名端相连，tx_4同名端与s3上端、tx_2异名端相连；tx_1异名端与tx_2同名端、co上端、ro上端相连，s3下端、s4下端、co下端、ro下端、电源vin负端与参考地相连；如图2所示，本变换器每个周期由4个工作模态组成，下面按不同的工作模态加以说明。
15.模态1：t0 ~ t1时段，在t0时刻，s1、s3、s5 开通，s2、s4、s6 关断，由于s1、s3、s5的体二极管提前导通，此时开通 s1、s3、s5 可实现零电压软开关开通；tx变压器绕组 tx_1、tx_2 、tx_3、tx_4的匝比为 1：1：n：n，因此lr1、cr1串联后两端电压等于输入电压vin与（n+2）倍输出电压的差值，在此电压激励下，lr1、cr1上电流按正弦谐振上升后再谐振下降；lr2、cr2串联后两端电压等于（2n+2）倍输出电压，在此电压激励下，lr2、cr2上电流按正弦谐振下降后再谐振上升； lm两端的电压为（2n+2）倍输出电压，在此电压激励下电感电流线性上升；注入绕组tx_3同名端的电流为lr1电流与lr2电流、lm电流的差值；绕组tx_3的电流从零开始上升后再下降，经过tx_1注入输出电容co和负载ro；同时由于tx_1与tx_2的耦合关系， tx_2绕组中感应出（3/2*n+1）倍的tx_1电流，tx_2电流同时流过s3；注入输出电容co和负载ro的总电流为（3/2*n+2）倍绕组tx_3的电流。此阶段s1、s3、s5两端电压为0v，s2两端电压为输入电压vin加上n倍输出电压、s4两端电压为2倍输出电压、s6两端电压为输入电压vin减去（n+2）倍输出电压。
16.模态2：t1 ~ ts/2时段，在t1时刻，s1、s3、s5关断， lr1、lr2上电流方向不会突变，此时lr1上电流为正，lr2上电流为负，将对s1、s5结电容充电，同时对s2、s6结电容放电；在ts/2时刻之前，s2、s6上电压下降到零后，体二极管导通，s2、s6两端电压为零；s3体二极管流过lr1、lr2电流与lm电流的差值，逐步减小到零。
17.模态3：ts/2 ~ t2时段，在ts/2时刻，由于s2、s4、s6的体二极管提前导通，此时开通s2、s4、s6可实现零电压软开关开通；lr2、cr2串联后两端电压等于输入电压vin与（n+2）
倍输出电压的差值，在此电压激励下，lr2、cr2上电流按正弦谐振上升后再谐振下降；lr1、cr1串联后两端电压等于（2n+2）倍输出电压，在此电压激励下，lr1、cr1上电流按正弦谐振下降后再谐振上升； lm两端的电压为负的（2n+2）倍输出电压，在此电压激励下电感电流线性下降；注入绕组tx_4异名端的电流为lr2电流与lr1电流、lm电流的差值；绕组tx_4的电流从零开始上升后再下降，经过tx_2注入输出电容co和负载ro；同时由于tx_2与tx_1的耦合关系， tx_1绕组中感应出（3/2*n+1）倍的tx_2电流，tx_1电流同时流过s4；注入输出电容co和负载ro的总电流为（3/2*n+2）倍绕组tx_4的电流。此阶段s2、s4、s6两端电压为0v，s5两端电压为输入电压vin加上n倍输出电压、s3两端电压为2倍输出电压、s1两端电压为输入电压vin减去（n+2）倍输出电压。
18.模态4：t2 ~ ts 时段，在 t2 时刻，s2、s4、s6关断， lr2、lr1上电流方向不会突变，此时lr2上电流为正，lr1上电流为负，将对s2、s6结电容充电，同时对s1、s5结电容放电；在ts时刻之前，s1、s5上电压下降到零后，体二极管导通，s1、s5两端电压为零；s4体二极管流过lr2、lr1电流与lm电流的差值，逐步减小到零。
19.本变换器电路的工作模态1和模态3， lr1与cr1、lr2与cr2串联谐振的阻抗随着工作频率变化，因此，通过调整变换器电路的工作频率，可实现注入负载电流和输出电压调整的功能。
20.由以上的工作原理分析可知，s1与s5同相导通，s2与s6同相导通，s1、s5与s2、s6互补导通；控制s1、s2、s6、s5的开通与关断，使lr1与cr1、lr2与cr2谐振工作，利用谐振能量实现s1、s2、s6、s5的零电压开关。lr1与 cr1位置可互换，lr2与 cr2位置可互换，不影响电路功能实现。
21.由以上的工作原理分析可知，两个lc谐振网络参数完全一致、或者不一致、或者只存在一个，不影响电路功能的实现。
22.由以上的工作原理分析可知，tx变压器中的绕组tx_1与绕组tx_2匝比为1：1；调整绕组tx_3、绕组tx_4与绕组tx_1、绕组tx_2的匝比实现输出电压调整的功能；tx变压器中的绕组tx_3、绕组tx_4匝数两个可以同时为零或者任意一个为零。
23.由以上的工作原理分析可知，tx变压器绕组tx_3、绕组tx_4的匝数调整和lc谐振网络a、lc谐振网络b的去除和保留可以任意组合：如图5 所示实施例，绕组tx_3、绕组tx_4为零匝的变换器电路拓扑图；如图6所示实施例，lc谐振网络b去除的变换器电路拓扑图；如图7所示实施例，lc谐振网络b去除、绕组tx_3为零匝的变换器电路拓扑图；如图8所示实施例，lc谐振网络b去除、绕组tx_4为零匝的变换器电路拓扑图；如图9所示实施例，lc谐振网络b去除、绕组tx_3和绕组tx_4为零匝的变换器电路拓扑图。
24.由以上的工作原理分析可知，lc谐振网络中的谐振电感、谐振电容，可以由单一的谐振电感、单一的谐振电容构成，也可以由多个电感、电容、电阻组成的阻抗网络构成。
25.由以上的工作原理分析可知，lr1与 cr1位置互换，lr2与 cr2位置互换，不影响电路功能实现。
26.由以上的工作原理分析可知，电感lm可以是变压器tx的激磁电感，也可以是独立电感。
27.由以上的工作原理分析可知，变换器电路中的开关器件s1、s2、s6、s5，可以是可实现谐振网络完成谐振工作的多种可控开关器件，或开关器件的组合，如mosfet、igbt、三极管配合二极管、gan和sic mosfet。
28.由以上的工作原理分析可知，本变换器电路中的续流管s3、s4，可以是多种可实现续流功能的不可控开关器件或器件的组合，如二极管。
29.由以上的工作原理分析可知，本变换器电路中的续流管s3、s4，可以是多种可实现续流功能的可控或不可控开关器件或器件的组合，如mosfet、igbt、gan mosfet、sic mosfet或二极管和mosfet、igbt、gan mosfet、sic mosfet的组合。
30.以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。