变换器均压均流性能分析方法与流程

1.本发明涉及谐振变换器技术领域，具体涉及一种变换器均压均流性能分析方法。


背景技术：

2.在轨道交通、舰船等高压直流输入低压直流输出的大功率应用场景，为了降低变换器中功率开关管的电压应力，常常采用多个变换器在输入侧串联和输出侧并联。isop系统的优点是：可以实现模块化设计；每个模块的输出功率只有系统总输出功率的1/n(n为isop系统中的模块个数)，有利于降低设计难度；每个变换器的输入电压为系统输入电压的1/n，这样开关管的电压应力也降为原来的1/n，便于选取合适的开关管。对于isop系统来说，保证其正常运行的关键是要实现各模块之间的输入均压以及输出均流。
3.当dc-dcisop系统的子模块工作在dct模式时，isop系统则具有自动实现输入均压与输出均流的特性。例如，串联谐振变换器(series resonant converter,src)工作在谐振频率时，电压增益只取决于变压器的变比，对于src构成的isop系统，只要保证变压器变比的一致性，就可以实现良好的输入均压。对于具有自均压与自均流性能的dc-dcisop系统，通常采用简单的共占空比控制即可实现子模块的功率自均衡，不需要额外的均压电路或者均压控制策略。
4.专利《具有自然均压特性的isop系统及其控制方法》提供了一种具有自然均压均流特性的isop系统及其控制方法，系统包括n个由boost和llc谐振变换器组成的子模块，其中，n为大于等于2的自然数；每个子模块中，boost变换器为前级，llc谐振变换器为后级；boost变换器的输出作为llc谐振变换器的输入，两个变换器通过中间母线电容连接；n个子模块的boost变换器的输入端依次串联；n个子模块的llc谐振变换器的输出端并联在一起，分别接到输出电阻的正、负端，可实现isop系统的输入均压和输出均流，并且均压均流效果受模块间参数不一致的影响较小。
5.模块化串并联系统面临的主要挑战是各个子模块间的功率均衡分配，否则子模块会因过压或者过流而损坏。由于输入串联输出并联(input-series-0utput-paralle1，isop)系统中各子模块具有相同的输入电流与输出电压，因此isop系统能否正常运行取决于能否实现各子模块的输入均压与输出均流，但是目前对isop均压与均流性能的研究不够深入。boost_llc组成的isop系统在llc工作在dct模式下，理论上可以实现自均压和自均流，但是评估均压均流性能需要建立基于isop系统的小信号模型，目前的研究基于boost_llc三阶小信号模型，相对的较为复杂，实用性不强。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于提供一种变换器均压均流性能分析方法，以解决上述背景技术中存在的至少一项技术问题。
7.为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案：
8.本发明提供一种变换器均压均流性能分析方法，包括基于boost_llc简化小信号
模型的动态均压性能分析方法和稳态均压性能分析方法。
9.所述动态均压性能分析方法，用于分析动态均压问题，指功率开关管在开关的过程中必然会出现开关速度的不一致，如果两个串联的功率开关管两端的电压一定的话，那么先开通的功率开关管两端电压先降下来，后开通的功率开关管必然会承受几乎全部的电压；
10.所述稳态均压性能分析方法，用于分析电路稳定运行时候每个功率开关管承受的电压均衡度。
11.优选的，动态均压性能分析包含中间母线电容参数不匹配、谐振电感参数不匹配、变压器变比参数不匹配三种情况的性能分析。
12.优选的，稳态均压性能分析需要满足式(27)
[0013][0014]
优选的，中间母线电容参数不匹配满足
[0015][0016][0017]
优选的，谐振电感参数不匹配满足
[0018][0019]
优选的，变压器变比不匹配满足
[0020][0021]
优选的，参数不匹配可由式(14)～(26)推得
[0022][0023]k0n
＝64r
ld
δn2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0024]k1n
＝64n
12n22rld2
δcb+8π2δl
sr
+64c
orld2
δn2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0025]k2n
＝8π2r
ld
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)δcb+8π2c
orld
δl
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(17)
[0026]k3n
＝[8π2c
orld2
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)+π4l
sr1
l
sr2
]δcb+8π2c
o2rld2
δl
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0027]k4n
＝2π4l
sr1
l
sr2corld
δcbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)
[0028]k5n
＝π4l
sr1
l
sr2co2rld2
δcbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0029]k0d
＝64r
ld
∑n2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)
[0030]k1d
＝64n
12n22rld2
∑cb+8π2∑l
sr
+64c
orld2
∑n2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0031]k2d
＝8π2r
ld
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)∑cb+8π2c
orld
∑l
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0032]k3d
＝[8π2c
orld2
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)+π4l
sr1
l
sr2
]∑cb+8π2c
o2rld2
∑l
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0033]k4d
＝2π4l
sr1
l
sr2corld
∑cbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(25)
[0034]k5d
＝π4l
sr1
l
sr2co2rld2
∑cbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(26)
[0035]
优选的所述的式(14)～式(26)，由式(11)～(12)推得
[0036][0037][0038][0039]
优选的，所述的式(11)～式(13)，由式(9)、(10)推得，其中，vbo为交错boost变换器的输出电压之和
[0040][0041][0042]
优选的，所述的式(9)～式(10)，可由式(7)、(8)推得
[0043][0044][0045]
优选的，所述的式(7)～式(8)，可由式(5)、(6)推得
[0046][0047][0048]
术语解释：
[0049]
boost：可以升压的dcdc变换器；
[0050]
llc：由两个电感、一个电容构成的谐振网络，能够实现原边开关管零电压开通和副边二极管零电流关断，适用于高频的工况。
[0051]
均压：同型号器件串联时其端电压很接近；
[0052]
均流：同型号器件并联时其流经的电流很接近。
[0053]
本发明有益效果：针对boost_llc组成的isop系统的均压均流性能分析，采用简化的小信号模型，即基于boost_llc二阶简化小信号模型能够将此类系统的分析在实际能够得到应用；均压均流分析从稳态性能和动态性能分析使得系统分析更加全面；均压均流性能分析考虑到电容、电感等多种参数不匹配造成的影响。
[0054]
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
[0055]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0056]
图1为本发明实施例所提供的boost+llc级联模块构成的isop系统拓扑。
[0057]
图2为本发明实施例所提供的交错boost变换器的电路拓扑。
[0058]
图3为本发明实施例所提供的全桥llc谐振变换器示意图。
[0059]
图4为本发明实施例所提供的交错boost变换器的小信号模型等效电路。
[0060]
图5为本发明实施例所提供的全桥llc谐振变换器的简化小信号模型。
[0061]
图6为本发明实施例所提供的cb不一致时g(s)的阶跃响应。
[0062]
图7为本发明实施例所提供的l
sr
不一致时g(s)的阶跃响应。
[0063]
图8为本发明实施例所提供的n不一致时g(s)的阶跃响应。
具体实施方式
[0064]
下面详细叙述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
[0065]
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。
[0066]
还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
[0067]
本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件和/或它们的组。
[0068]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点
可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
[0069]
为便于理解本发明，下面结合附图以具体实施例对本发明作进一步解释说明，且具体实施例并不构成对本发明实施例的限定。
[0070]
本领域技术人员应该理解，附图只是实施例的示意图，附图中的部件并不一定是实施本发明所必须的。
[0071]
实施例
[0072]
如图1至图8，本实施例提供一种基于boost_llc二阶小信号模型做出对系统的均压均流性能分析，模型更为简单，实用性强。
[0073]
交错boost变换器的小信号模型等效电路，如图4所示。根据图4，可得交错boost变换器输出电压的表达式如下：
[0074][0075][0076]
联合式(1)与式(2)，可得：
[0077][0078]
从式(3)可以看出，v
cb1
与v
cb2
的差异程度同时取决于中间母线支撑电容与两台llc谐振变换器的输入阻抗。在稳态时，中间直流母线电压值与对应llc谐振变换器的输入阻抗成正比，如式(4)所示。为进一步研究中间直流母线的均压特性，还需建立全桥llc谐振变换器的小信号模型，以获得其输入阻抗表达式。
[0079][0080]
全桥llc谐振变换器在dct工作模式下的简化二阶小信号模型，如图5所示。根据图5，有下式成立：
[0081][0082][0083]
联合式(5)与式(6)，可得全桥llc谐振变换器的输入阻抗如下：
[0084][0085]
同理，可得全桥llc谐振变换器的电压传递函数如下：
[0086][0087]
为分析中间母线的均压特性，构造传递函数g(s)如下：
[0088][0089]
其中，v
bo
为交错boost变换器的输出电压之和，如式(10)所示：
[0090][0091]
有下式成立：
[0092][0093]
其中，z1(s)与z2(s)为两条中间直流母线的等效负载阻抗，表达式分别为式(12)与式(13)。
[0094][0095][0096]
将式(12)与式(13)代入式(11)，可得：
[0097][0098]
其中，
[0099]k0n
＝64r
ld
δn2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0100]k1n
＝64n
12n22rld2
δcb+8π2δl
sr
+64c
orld2
δn2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0101]k2n
＝8π2r
ld
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)δcb+8π2c
orld
δl
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(17)
[0102]k3n
＝[8π2c
orld2
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)+π4l
sr1
l
sr2
]δcb+8π2c
o2rld2
δl
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0103]k4n
＝2π4l
sr1
l
sr2corld
δcbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)
[0104]k5n
＝π4l
sr1
l
sr2co2rld2
δcbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0105]k0d
＝64r
ld
∑n2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)
[0106]k1d
＝64n
12n22rld2
∑cb+8π2∑l
sr
+64c
orld2
∑n2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0107]k2d
＝8π2r
ld
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)∑cb+8π2c
orld
∑l
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0108]k3d
＝[8π2c
orld2
(l
sr1n22
+l
sr2n12
)+π4l
sr1
l
sr2
]∑cb+8π2c
o2rld2
∑l
sr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0109]k4d
＝2π4l
sr1
l
sr2corld
∑cbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(25)
[0110]k5d
＝π4l
sr1
l
sr2co2rld2
∑cbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(26)
[0111]
其中，δcb＝c
b2-c
b1
，δl
sr
＝l
sr1-l
sr2
，δn2＝n
12-n
22
；∑cb＝c
b2
+c
b1
，∑l
sr
＝l
sr1
+
l
sr2
，∑n2＝n
12
+n
22
。
[0112]
由式(14)可得，在稳态情况下，中间母线电压满足式(27)，即稳态的均压性能仅取决于两台dct-llc谐振变换器的变压器变比，变比较大模块对应的中间母线电压会偏大。但值得注意的是，实际上变压器变比的误差在
±
1％之内，由式(27)可知，即使在n1与n2分别存在+1％与-1％最大误差的情况下，中间母线电压差的绝对值也小于二者之和的2％。因此，在稳态情况下，图1所示的isop系统表现出了优秀的中间直流母线自均压性能。
[0113][0114]
同样由式(14)可知，模块参数不匹配会影响到系统的动态均压性能，下面将分别研究在c
b1
≠c
b2
，l
sr1
≠l
sr2
与n1≠n2的情况下，v
cb1
与v
cb2
的差异。
[0115]
首先，仅考虑c
b1
≠c
b2
的情况。图6给出了c
b2
与c
b1
分别存在+5％与-5％最大误差时g(s)阶跃响应的仿真结果，从图中可以看出，|v
cb1
(t)-v
cb2
(t)|的最大值出现在t＝0+时刻，根据初值定理可得式(28)，由式(28)可知，动态过程中，中间母线电压的最大差值与δcb成正比。根据终值定理有式(29)成立，可以看出，稳态时的中间母线电压之差与δcb无关。
[0116][0117][0118]
接下来仅考虑l
sr1
≠l
sr2
的情况，l
sr
的值主要取决于并联谐振电感l
p
。图7给出了l
sr1
与l
sr2
分别存在+10％与-10％最大误差时g(s)阶跃响应的仿真结果，从图中可以看出，|v
cb1
(t)-v
cb2
(t)|的最大值同样出现在t＝0+时刻，当v
bo
的频率满足ω2《《k
3d
/k
5d
时，可由式(30)求得|v
cb1
(t)-v
cb2
(t)|的最大值。同样根据终值定理可得，稳态时的中间母线电压偏差几乎与δl
sr
无关。
[0119][0120]
最后，仅考虑n1≠n2的情况。图8给出了n1与n2分别存在+1％与-1％最大误差时g(s)阶跃响应的仿真结果，从图中可以看出，|v
cb1
(t)-v
cb2
(t)|的初值为零，并在稳态达到最大值，根据终值定理，有式(31)成立。可以看出，两组模块变压器变比的不匹配对动态均压性能无影响，稳态时的中间母线电压偏差仅由两组模块变压器变比的值决定，并与δn2成正比。
[0121][0122]
综上所述，图1所示isop系统的动态均压性能会受到两组模块中间母线支撑电容与谐振电路参数不匹配程度的影响，但稳态均压性能仅取决于两组模块变压器变比的不匹配程度。受益于变压器制造工艺的提升，实际应用中变压器的变比误差很小，因此由boost+dct-llc级联模块构成的isop系统具有优秀的自均压性能。
[0123]
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范
围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域技术人员在不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形，都应涵盖在本发明的保护范围之内。