应用全桥同步整流启动防倒灌电路及电子设备的制作方法

1.本发明涉及电子设备领域，具体涉及一种应用全桥同步整流启动防倒灌电路及电子设备。


背景技术：

2.在开关电源领域，全桥整流器的应用非常广泛，如半桥推挽式变换器、全桥推挽式变换器、无线充电接收器等。全桥整流的传统方式是用四个二极管构成，利用二极管的单向导通性实现对正弦信号的整流。这种整流方式结构简单，不需要额外的控制电路，非常适用于小功率应用中，然而随着功率的提升，通过二极管的电流越来越大，四个二极管的全桥整流方式无法满足功率提升的要求。
3.全桥同步整流方式就是用四个开关管代替二极管，由于开关管的导通阻抗可以做到很低，因此即使是通过大电流时，两端的压降也可以很小，效率会有极大的提升，但是全桥同步整流方式可能引起同步整流进入异常工作状态（例如开关管误导通，即电流倒灌），这样导致电路无法正常启动，影响了开关电源的充电效率。


技术实现要素：

4.本发明实施例提供了一种应用全桥同步整流启动防倒灌电路及电子设备，可以防止电流倒灌，进而提高开关电源的充电效率。
5.第一方面，本发明实施例提供一种应用全桥同步整流启动防倒灌电路，所述电路包括：四个整流子模块，四个整流子模块分别连接电压输出端以及两个电压输入端，其中，两个整流子模块连接第一电压输入端，另两个整流子模块连接第二电压输入端，每个整流子模块包括：防倒灌子电路和整流管，其中，两个整流子模块的防倒灌子电路的输入端口连接第一电压输入端，防倒灌子电路的控制端口连接整流管的栅极，整流管的漏极连接电压输出端vo；整流管的源极连接第二电压输入端；另两个整流子模块的防倒灌子电路的输入端口连接第二电压输入端，防倒灌子电路的控制端口连接整流管的栅极，整流管的漏极连接电压输出端vo；整流管的源极连接第一电压输入端。
6.第二方面，提供一种电子设备，所述电子设备包括第一方面提供的应用全桥同步整流启动防倒灌电路。
7.实施本发明实施例，具有如下有益效果：可以看出，本技术实施例的应用全桥同步整流启动防倒灌电路能够避免电流倒灌，提高开关电路的充电效率，降低充电的功耗。
附图说明
8.为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使
用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
9.图1 为全桥整流电路原理图示意图；图2 为全桥同步整流电路原理图；图3为全桥同步整流中sr1与sr2误导通后电流反灌原理图；图4为全桥同步整流中sr1与sr2误导通后电流反灌波形图；图5是本技术提供的应用全桥同步整流启动防倒灌电路的示意图；图6是本技术提供的应用全桥同步整流启动防倒灌电路的波形示意图。
具体实施方式
10.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
11.本发明的说明书和权利要求书及所述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”和“第四”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
12.在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结果或特性可以包含在本发明的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
13.参阅图1，图1为无线充电接收器中全桥整流的原理图，l为接收电感，c1为串联补偿电容，d1~d4构成全桥整流，co为输出电容，rl为负载。当输入信号为正弦波正半边时，ac1为正，ac2为负，d1与d4导通，d2与d3截止，电流通过d1与d4传输到输出vout；当输入信号为正弦波负半边时，ac1为负，ac2为正，d2与d3导通，d1与d4截止，电流通过d2与d3传输到输出vout，从而实现了对输入信号全范围的整流功能。
14.图2为全桥同步整流原理图，图中sr1~sr4为同步整流管，用于取代图1中d1~d4的二极管，由于很小的导通电阻并且兼顾面积的考虑，因此同步整流管大多采用nmos功率管；driver为其驱动电路，用以驱动同步整流管和开启与关断；r
g1
~r
g4
为同步整流管栅极下拉电阻，用以泄放同步整流管栅极浮空时的浮电；drv1~drv4为逻辑信号，为驱动电路提供逻辑控制功能；由于sr1与sr4为nmos管，因此驱动电压需要相对于ac1与ac2进行升压，d5、c2构成相对于ac1的升压电路，当ac1电压为低时，vcc通过d5为bst1充电，电容两端电容约为vcc-vd5，vd5为二极管的开启电压，当ac1为高，bst1的电容相应升高，由于电容两端的电压不会突变，因而bst1-ac1的电压仍然保持为vcc；d6、c3构成相对于ac2的升压电路，其原理与ac1的升压电路一样。ldo电路用于产生驱动电路的电源电压vcc，cm为ldo的输出电容。
15.当电路启动时，vo与vcc的电压均为0，sr1~sr4驱动电路均无法开启，因而由其体
二极管续流工作，由于co一般较大，vo与vcc上升速度很慢，sr1~sr4的驱动电路将会有很长一段时间内无法工作，在此过程中，sr1与sr2的栅电压下拉能力由电阻rg1与rg2决定。我们以sr1及其驱动电路为例，分析同步整流启动过程中可能出现的问题。如图3所示，cg为sr1的栅极等效寄生电容，启动过程中，由于vcc电压很低，bst1与ac1的压差很小，driver电路无法正常工作。当ac1电压迅速升高时，sr1的体二极导通，并且由于sr1的栅极初始为0，即使ac1通过r
g1
为sr1的栅极充电，也无法导通sr1，因而sr1会一直处于关断状态。当ac1电压迅速降低时，sr1的栅极电压会跟随降低，假定ac1的变化为δv，那么sr1的栅源电压为：v
gs_sr1
=δv（1-exp-t/τ
）其中，τ= r
g1
*cg，可以看出当sr1大小不变时，r
g1
决定了sr1栅电压的泄放能力，当r
g1
越小，v
gs_sr1
越接近0，sr1越不会误开通，然而启动完成后，sr1正常工作开通时也会从r
g1
走电流，因此r
g1
越小也意味着功耗越大，为了满足功耗的要求一般也无法将r
g1
取小；当r
g1
越大时，v
gs_sr1
越大，这就可能会导致sr1误开通，从而引起同步整流进入异常工作状态。下面我们具体分析误开通之后同步整流的工作状态。
16.如图3所示，假定r
g1
与r
g2
都比较大，当电感电流如i1流动时，ac2从低变高，sr2体二极管导通，ac1从高变低，sr1触发误开通，因而电流会从sr2进入sr1，然而再返回到c1，此过程并没有为vo提供能量；同理当电感电流如i2流动时，ac1从低变高，sr1体二极管导通，ac2从高变低，sr2触发误开通，因而电流会从sr1进入sr2，然后再返回到l，此过程中也没有为vo提供能量。可以看出，在整个传输过程中没有电流流入到vo，因而vo与vcc始终为0，电路无法正常启动。相应的波形如图4所示，vd表示sr1~sr4体二极管的压降。当电感电流如i1流动时，ac2电压从-vd迅速上升到vd，sr2栅源电压vgs（sr2）从vd下降到0，此时sr2关断，由体二极管续流，同时ac1电压从vd迅速下降到-vd，sr1栅源电压vgs（sr1）从0上升到vd，此时sr1误导通，电流从其返回到c1中，由于r
g1
较大，vgs（sr1）下降很慢，因而这个过程中sr1始终处于导通状态；当电感电流如i2流动时，ac1电压从-vd迅速上升到vd，sr1栅源电压vgs（sr1）从vd下降到0，此时sr1关断，由体二极管续流，同时ac2电压从vd迅速下降到-vd，sr2栅源电压vgs（sr2）从0上升到vd，此时sr2误导通，电流从其返回到l中，由于r
g2
较大，vgs（sr2）下降很慢，因而这个过程中sr2始终处于导通状态。整个过程没有电流为输出vo供电，因而即使工作多个周期之后，vo与vcc电压仍然为0，全桥同步整流电流无法正常完成启动。
17.本技术提供一种应用全桥同步整流启动防倒灌电路，所述电路包括：四个整流子模块，四个整流子模块分别连接电压输出端以及两个电压输入端，其中，两个整流子模块连接第一电压输入端，另两个整流子模块连接第二电压输入端，每个整流子模块包括：防倒灌子电路和整流管，其中，两个整流子模块的防倒灌子电路的输入端口连接第一电压输入端，防倒灌子电路的控制端口连接整流管的栅极，整流管的漏极连接电压输出端vo；整流管的源极连接第二电压输入端；另两个整流子模块的防倒灌子电路的输入端口连接第二电压输入端，防倒灌子电路的控制端口连接整流管的栅极，整流管的漏极连接电压输出端vo；整流管的源极连接第一电压输入端。
18.示例的，所述防倒灌子电路包括：电阻、电容、比较器、驱动单元和三极管；其中，
第一二极管阳极连接电压源vcc，第一二极管阴极连接驱动单元的一个比较端，驱动单元的另一个比较端连接第二电压输入端，驱动单元输出端为所述防倒灌子电路的控制端口，驱动单元输入端连接驱动逻辑信号；比较器的正向输入端连接第一二极管阴极，比较器的反向输入端连接基准电压，比较器的输出端连接第一三极管的栅极，第一三极管的源极连接另一个电压输入端，第一三极管的漏极连接第二三极管的栅极，第二三极管的源极连接另一电压输入端，第二三极管的漏极连接驱动单元的输出端；一个电压输入端连接第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极连接驱动单元的输出端、第二二极管的栅极以及第二电容的一端，第二电容的另一端连接另一个电压输入端；第一电容的一端连接第一电容的阴极，第一电容的另一端连接另一个电压输入端，第二电阻的一端驱动单元的输出端，第二电阻的另一端连接另一个电压输入端；比较器的输出端连接与门电路的一个输入端，与门电路的另一个输入端连接相对的整流子模块的比较器的输出端，与门的输出端控制两个整流子模块的第一三极管是否工作。
19.其中，若第一电压输入端可以为ac1，那么第二电压输入端可以为ac2；若第一电压输入端可以为ac2，那么第二电压输入端可以为ac1。
20.示例的，所述防倒灌子电路还包括：第三二极管，第三二极管的阳极连接另一个电压输入端，第三二极管的阴极连接第二三极管的栅极。
21.图5为本技术提供的应用全桥同步整流启动防倒灌电路的示意图。图5中sr1与sr2为同步整流管，r
g1
与r
g2
分别为其栅极下拉电阻，取值较大；二极管d5与电容c2构成基于ac1的电荷泵电路，二极管d6与电容c3构成基于ac2的电荷泵电路，分别用于产生相对于ac1与ac2压差约为vcc的驱动电压bst1与bst2；drv1与drv2分别为sr1与sr2的驱动逻辑信号，经过驱动单元driver后控制sr1与sr2的开启与关断；vth1与vth2为基准电压，cmp1用于判断bst1与ac1压差是否超过基准电压vth1，cmp2用于判断bst2与ac2压差是否超过基准电压vth2，它们的输出bst1ok与bst2ok通过与门an1后产生启动完成信号bstok，当bstok=0时，表示电路未启动完成，sr1~sr4需要关断，由其体二极管工作，当bstok=1时，表示电路已经启动完成，sr1~sr4需要正常开启与关断，进入同步整流工作状态；r1、d7、mn1、c4、d9、mn2构成sr1的动态栅极下拉电路，其中mn2为下拉管开关管，利用其开关特性作为同步整流管sr1的栅极下拉管；r1用于限流，取值较大；肖特基二极管d7用于电流的单向流动，只允许ac2为c4充电，阻断电流从c4流向ac2，c4为稳压电容，当ac2低于ac1不充电时，也能稳定mn2的栅极电压；d9为稳压二极管，可以将mn2的栅极电压钳位在安全值以下，以防止电压过高损坏mn2；mn1为开关管，bst1ok=0时将其关断，bst1ok=1时将其导通。与此对应，r2、d8、mn3、c5、d10、mn4构成sr2的动态栅极下拉电路，其中mn3为下拉管开关管，利用其开关特性作为同步整流管sr2的栅极下拉管；r2用于限流，取值较大；肖特基二极管d8用于电流的单向流动，只允许ac1为c5充电，阻断电流从c5流向ac1，c5为稳压电容，当ac1低于ac2不充电时，也能稳定mn4的栅极电压；d10为稳压二极管，可以将mn4的栅极电压钳位在安全值以下，以防止电压过高损坏mn4；mn3为开关管，bst2ok=0时将其关断，bst2ok=1时将其导通。
22.电路的工作原理如下：初始时，vcc电压为0，bst1无电压为其充电，因而也为0，驱动电路无法工作，bst1ok=0，ac1与ac2均为0。设vd为sr1~sr4的体二极管的导通电压，vs为肖特基二极的正向压降，假定开始半周期电流流动使sr2的体二极管打开，那么ac2从0变为vd，ac1从0变为-vd，ac2与ac1的压差为2vd，那么为电容c4的充电电压为2vd-vs，由于肖特基二极管的正向压降vs很低，因而c4的充电电压相对ac1约为2vd，又c4取值较小，因此mn2的栅源电压可以很快上升到2vd，此电压足够将mn2打开，将sr1的栅极下拉到ac1。由于sr1不会误开启，那么电流就不会发生反灌，电流将从sr2的体二极管流入到输出vo，vcc会随之上升。下个半周期，电流流动会使sr1的体二极管打开，那么ac1从-vd变为vd，ac2从vd变为-vd，ac1与ac2的压差为2vd，那么为电容c5的充电电压约为2vd，又c5取值较小，因此mn4的栅源电压可以很快上升到2vd，此电压足够将mn4打开，将sr2的栅极下拉到ac2。由于sr2不会误开启，那么电流就不会发生反灌，电流将从sr1的体二极管流入到输出vo，vcc也会继续上升。
23.vo与vcc上升后，可以通过d5与d6分别为bst1与bst2充电，bst1与bst2的电压会逐渐上升，ac2与ac1的压差也会逐渐加大，因而mn2与mn4的栅源电压vgs(mn2)与vgs(mn4)也会逐渐增加，直到触发稳压管d9与d10，将其钳位到一定值。vcc的上升持续多个周期后，bst1与ac1的压差超过阈值电压vth1，bst1ok由低变高，mn1导通将mn2的栅极电压下拉到ac1电位，即将mn2关断；bst2与ac2的压差超过阈值电压vth2，bst2ok由低变高，mn3导通将mn4的栅极电压下拉到ac2电位，即mn4关断；bst1ok与bst2ok为高通过与门an1后bstok也会变为高，进入同步整流工作状态，此时驱动电路可以正常工作，由于mn1与mn2的关断，因而同步整流工作状态也不会增加功耗。
24.图6为本技术提供的电流的波形图。图中初始时ac1与ac2均为0，开始半周期电流流动使ac1电压由0变为-vd，ac2的电压由0变为vd，因而mn2的栅源电压vgs(mn2)迅速上升到2vd-vs，将sr1栅极下拉到ac1，由于vgs(mn2)有一个很小的上升时间，因而如波形所示vgs（sr1）会有一个小的毛刺电压，但是时间很短，反灌的电流很小，大部分电流均流入输出vo中，vcc电压会缓慢上升；下半个周期电流流动使ac2电压由vd变为-vd，ac1的电压由-vd变为vd，由于肖特基二极管d7阻断了电流从mn2的栅极流入到ac2，因此mn2的栅电压可以保持不变，即sr1保持关断，mn4的栅源电压vgs(mn4)迅速上升到2vd-vs，将sr2的栅极下拉到ac2，由于vgs(mn4)有一个很小的上升时间，因而如波形所示vgs（sr2）会有一个小的毛刺电压，但是时间很短，反灌的电流很小，大部分电流均流入输出vo中，vcc电压会继续上升。vo与vcc上升后，ac1与ac2的高电位也会随之上升，可以表示为vd+vo，因而vgs(mn2)与vgs(mn4)也会随vo上升，可以表示为2vd+vo-vs，这个值持续将mn2与mn4完全导通，sr1与sr2保持关断，当2vd+vo超过稳压管d9与d10的稳压值后，会保持在稳压值不变。持续工作多个周期后，vcc上升会使bstok=1，电路进入到同步工作状态，通过ac1与ac2的波形可以看出，同步整流后ac1与ac2的高电位约为vo，不再有体二极管的压降，低电位除死区时间外电压约为0，体二极管也不再导通，效率相对于bstok=0时会有很大的提升。进入同步整流后，sr1与sr2的驱动可以正常工作，mn2与mn4均会关断以减小功耗，由波形可以看到，vgs(mn2)与vgs(mn4)会处于关断状态，vgs(sr1)与vgs(sr2)处于开关状态，控制sr1与sr2的开启与关断。
25.本技术还提供一种电子设备，所述电子设备包括如图5所示的应用全桥同步整流启动防倒灌电路。
26.在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
27.在本技术所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置，可通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。
28.以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。