专利名称：具有过流保护的开关模式电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一个开关模式电源。
一个典型的开关模式电源(SMPS)含有一个连接到输入电源电压端子以用于接收输入电源电压的由一个电感和一个双向可控开关组成的串联装置。该开关是通过由一个晶体管和一个续流二极管组成的并联装置组成的。一个驱动或者控制电路提供了切换脉冲以将该开关交替地切换到导通和关断状态，根据该开关在关断时的周期期间所产生的谐振的整流输出电压，该开关的导通状态的周期是可控的。
在一些现有技术SMPS中的调节控制电路中的调节器是相对于在一个错误放大器中的一个错误信号进行响应以当双向开关导通时变化间隔的长度。在电感中的电流的峰值以此受到控制。以此方式，当双向开关关断时被升高的谐振脉冲电压的幅值受到控制以提供输出电压调节。
在逐个电流脉冲控制的基础上，该SMPS可以运行在电流模式控制中。当电流达到由一个错误信号建立的阙值时，流过晶体管开关的电流终止。该错误信号实际上控制着电感中的峰值电流，该电感连接到晶体管开关。以此方式，控制电路以前向供给的方式立即修正了输入电压的变化而没有使用错误放大器的动态范围。
如果超出的电流持续的时间是短的，该晶体管开关和连接于其上的变压器的绕组可以不会通过超出晶体管开关的承受范围的开关电流受到损坏。例如在使用在视盘机驱动器中的并且由SMPS供电的一个电机的短的启动间隔。然而在一个错误的情况发生时并且额外的电流产生了延长的间隔，该晶体管开关和变压器绕组可能受到损坏。
因此，需要保护该SMPS以抵抗产生延长的间隔的额外的电流，该电流处于一个电平上，该电平小于由电流模式控制电路建立的电流限制。以此方式，具有较低的最大电流限制的晶体管开关能够被使用。优选的，具有较低的最大电流限制的晶体管开关是较不昂贵的。
一个实现本发明的一个方面的开关模式电源装置含有一个输入电源电压的电源和耦合到输入电源电压的电源的一个电感。一个第一个晶体管开关耦合到该电感并且响应于一个周期的开关控制信号以在电感中产生电流脉冲，该电感被耦合到负载电路以产生电源的输出。一个调节器响应于一个信号，在逐个电流脉冲的基础的根据上，该信号表示了一个给出的电流脉冲以产生开关控制信号以控制以电流模式控制方式产生的电源输出。一个过流保护电路响应于该电流脉冲，该脉冲表示了一个信号，该信号用于在过流情况发生时抑制电源的输出。一个电流传感器响应于该给定的电流脉冲以产生电流脉冲，该脉冲表示了一个信号，该信号通过相应的信号路径被耦合到每一个过流保护电路和调节器。
图1示出了实现本发明的一个方面的被调谐的SMPS，图2a，2b和2c示出了用于解释调谐的图1的SMPS的波形图。
图1示出了实现本发明的一个方面的一个调谐的SMPS。在图1中，作为一个晶体管开关运行的一个N型的金属氧化物半导体(MOS)功率晶体管Tr具有一个通过变压器T1的初级线圈L1耦合到输入电源，即直流(DC)电压B+的端子20上的漏极端子。在电路结构中，未示出，该变压器能够作为一个隔离变压器。电压B+例如是从一个滤波器电容中导出的，该电容耦合到一个桥式整流器，其整流了一个主电源电压，未示出。
晶体管Tr的一个源极端子通过一个电流传感器或者一个示范电阻R12耦合到一个接地或者共同的端子。作为一个开关运行的续流二极管D6与晶体管Tr并联地耦合并且包含在具有晶体管Tr的相同的部分中以形成一个双向开关22。电容C6与二极管D6并联连接并且与绕组L1串联以当开关22不导通时与绕组L1的电感一起形成一个谐振电路21。
变压器T1的一个次级绕组L2耦合到峰值整流二极管D8的阳极并且耦合到大地以在滤波器电容C10中产生一个输出电压VOUT，该电容耦合到二极管D8的阴极。电压VOUT耦合到负载电路，未示出。相似的，在滤波器电容C9中的输出电压VOUT’是由整流二极管D7改善的一个峰值整流电压。
一个错误放大器23是响应于电压VOUT和一个参考电压VREF。一个光敏耦合器IC1含有一个发光二极管。光敏耦合器IC1的晶体管的一个发射极通过一个电阻R4耦合到负DC电压V3。光敏耦合器IC1的晶体管的集电极耦合到电容C3。在一个未示出的电路结构中，该光敏耦合器能够用于隔离。光敏耦合器IC1的一个错误的集电极电流Ie表示了一个结果，以此，电压VOUT大于参考电压VREF，并且因此是它们之间的差值。
一个比较器晶体管Q2具有一个基极，其通过一个电阻R11耦合到在晶体管Tr的源极端子和电流传感器电阻R12之间的连接点。晶体管Q2将晶体管Q2的基极电压VBQ2与晶体管Q2的发射极上升高的错误电压VEQ2进行比较。电压VBQ2含有第一部分，其正比于晶体管Tr中的源极-漏极电流ID。DC电压V2通过电阻R6耦合到晶体管Q2的基极以提高电阻R11上的电压VBQ2的第二部分。
DC电压V2通过电阻R5耦合到反馈环路滤波器，其由电容C3形成以构成一个电流源，该电流源对电容C2进行充电。错误电流Ie耦合到电容C3以对电容C3进行放电。二极管D5耦合在晶体管Q2的发射极和大地之间。二极管D5限制了到二极管D5的前向电压VEQ2并且限制了在晶体管Tr中的最大电流。
晶体管Q2的集电极耦合到晶体管Q1的基极，并且晶体管Q1的集电极耦合到晶体管Q2的基极以形成一个再生的开关31。晶体管Tr的控制电压VG在晶体管Q1的发射极上进行升高以形成再生的开关31的输出端并且通过电阻R10耦合到晶体管Tr的栅极。
变压器T1的次级绕组L3通过电阻R9进行耦合以产生一个交流(AC)电压V1。电压V1通过到晶体管Q1的发射极的电容C4和电阻R8进行交流耦合以产生晶体管Tr的驱动电压VG。AC耦合的电压V1通过集电极电阻R7耦合到晶体管Q2的集电极和晶体管Q1的基极。电压V1通过二极管D2进行整流以产生电压V3并且通过二极管D3产生电压V2。
耦合在电压源B+和电容C4的远离绕组L3的一个端子30之间的电阻R3在接通或者启动时对电容C4进行充电。当晶体管Tr上的栅极的电压VG超过MOS晶体管Tr的一个阙值电压时，晶体管Tr导通，引起晶体管Tr的漏极电压VD下降。结果，电压V1变成负的并且加强了电压VG以负反馈方式保持晶体管Tr完全导通。
附图2a-2c示出了用于解释图1的调谐的SMPS100的工作的波形图。在图1和图2a-2c中的相似的标志和数字表示了相同的部分或者功能。
在图2c的给定期间T的间隔t0-t1中，图1的导通的晶体管Tr的电流ID是上倾斜的，因此在绕组L1中的电流IL1的相应的非谐振的电流脉冲部分是上倾斜的并且在变压器T1的绕组L1的电感中存储了电磁能量。在图2c的时刻t1，含有从电阻R12的电压导出的上倾斜部分的图1的电压VBQ2超出了由电压VEQ2确定的并且导通了晶体管Q2的再生的开关31的触发电平。电流在晶体管Q1的基极中流动并且再生的开关31在晶体管Tr的栅极上存在低阻抗。因此，图2a的栅极电压VG几乎减小到零并且关断了图1中的晶体管Tr。当晶体管Tr关断时，图2b的漏极电压VD升高并且导致从绕组L3耦合的图1的电压V1下降。存储在电容CG中的电荷保持了锁存模式工作直到图2a的时刻t2。
当电压VG小于用于保持在图1的晶体管Q1足够的集电极电流时，在晶体管Q2上的基极上的前向导通停止，因此在再生的开关31中的锁存工作模式变为不可能。之后，连续下降的电压V1导致图2a的电压VG的负部分40以保持图1的晶体管Tr的关断。
当晶体管Tr关断时，漏极电压VD如图2b中的间隔t1-t2所示的上升。图1中的电容C6限制了电压VD的上升率，以致于在电压VD在零电压之上升高时晶体管Tr完全地不导通。因此，开关损耗和噪声被有利的减少。当图1的晶体管Tr关断时，在图2b的间隔t1-t3之间，含有电容C6和绕组L1的谐振电路开始谐振。电容C6限制了电压VD的幅值。因此，优选的，没有缓冲二极管和电阻是必需的以致于效率被提高并且开关噪声降低。
在图2b的时刻t3之前的电压VD的下降使图1的电压V1变为正电压。在图2b的时刻t3，电压VD接近于零电压并且稍微为负，使图1中的缓冲二极管D6导通并且将图2b的电压VD箝位在大约为零。因此，图1的谐振电路21示出了谐振的半周。在图2b的时刻t3，图2a的电压VD上升更为正的，这是因为在图1中的电压V1的极性的改变。
优选的，当电压VD大约为零时，晶体管Tr的下面的导通通过一个延迟时间被延迟直到图2b的时刻t3，该延迟时间由电阻R8和栅极电容CG的谐振时间所确定。因此，产生了最小的开关损耗并且开关噪声被减小。
电压VOUT的负反馈调节通过在滤波电容C3中的变化的电压VEQ2实现，当电压VOUT大于电压VREF时，电流Ie对电容C3减小放电并且减小了电压VEQ2。因此，比较器晶体管Q2的阙值电平下降。因此，晶体管Tr中的电流ID的幅值和传输到负载电路的功率减小，未示出。另外，当电压VOUT小于电压VREF时，电流Ie为零并且电阻R5中的电流升高了电压VEQ2。因此，晶体管Tr中的电流ID的幅值和传输到负载电路的功率升高，未示出。因此，含有再生的开关31的晶体管Q3控制电路根据电压VEQ2提供了在晶体管Q3中的电流ID的周期调节。
调谐的SMPS100在逐个电流脉冲控制的基础上工作在电流模式控制上。在图2c的间隔t0-t1期间的电流ID的电流脉冲在图1晶体管Tr中流动，当它达到由电压VEQ2确定的并且由形成错误信号的错误电流Ie建立的图1的晶体管Q2的阙值电平时，该电流结束在图2c的时刻t1。该错误信号实际控制了在绕组L1的电感中流动的电流ID的电流脉冲的峰值电流。有利的，该控制电路以正反馈的方式立即修正了电压B+输入电压的变化而没有使用错误放大器23的动态范围。以此方式，得到了电流模式调节和调谐的SMPS的优点。
实现本发明特征的过电流保护电路200含有一个整流器200a。整流器200a含有一个与整流二极管D19串联的电阻R18，该二极管耦合在一个节点，其中电压VR12被升高，和一个积分器电容C11之间。电阻R19与电容C11并联以提供一个对存储在电容C11中的电荷的放电路径。电容C11中的电压通过一个基极电流限制电阻R20耦合到晶体管Q6的一个基极。晶体管Q6耦合到一个晶体管Q5以形成一个R-S触发器或者锁存器200b。晶体管Q5的发射极耦合到晶体管Q1的基极以当晶体管Q5导通时以到不工作的晶体管Q3的方式导通晶体管Q1。
电阻R18和积分电容C11的时间常数确定了电阻R12上的电压VR12的长时间的峰值。当超出的负载电流在晶体管Q3中产生超出的电流ID时，在足够长的间隔内，例如几百微秒，当电容C11中的电压变为足够高以导通晶体管Q6，一个重复的动作使晶体管Q5导通时，电容C11以一个到下一个电流ID的循环的方式持续地上升。结果是锁存器200b作为一个用于切断从晶体管Q3的栅极的驱动电压VG的导通开关开始操作。结果，电压源停止了振荡并且停止提供功率到负载。
根据本发明的特征，当过流条件持续超过为了晶体管Q3的安全操作所要求的更长的时间时，例如超过几百微秒，过流保护电路200关断了晶体管Q3。相反，当过流条件持续只有更短的时间时，晶体管Q3的操作没有受到干扰。
有利的，在一个短的时间间隔内电流ID的峰值电平在间隔的长度相对短的情况下超过了一个预定的安全的值，在该间隔内电流ID是高的。电路200建立了短时间的间隔的长度和电流ID的预定的长时间的安全值。有利的，晶体管Q3的所需要的最大电流承受范围能够被放宽，因为当超过的电流的周期是短的时，晶体管Q3可以不受到超过承受范围的电流ID的损害。例如，使用在视盘驱动器并且由SMPS100供电的电机的短的启动间隔。然而，当错误的条件发生并且潜在的损害的过流持续长时间的间隔时，晶体管Q3相对于这样的过流条件被保护。
跟随电源被断开，电容C11连续地下降。当在晶体管Q5和Q6中的电流低于保持锁存条件的电平时，导通停止并且电源开始正常的启动。当异常高的负载出现时该导通和关断的周期出现相同的时间。电阻R19提供了用于电容C11的放电路径以允许提供正常的峰值负载电流而不会导致锁存器200b的导通。
如上所述，DC电压V2通过电阻R6耦合到晶体管Q2的基极以提高在电阻R11上的第二部分的电压VBQ2。在图2c的间隔t0-t1期间，图1的电压V2等于电压B+乘以变压器T1的绕组L3和L1的导通率。
晶体管Q2的阙值根据电压V2进行变化，并且因此根据电压B+进行变化。因此电流ID的峰值也根据电压B+变化。有利的，该特征用于保持SMPS100的恒定的功率传输容量，以致于超过的过流不能够在高的AC主电源电压下进行传输，未示出。
根据本发明的其他特征，电压VR12被耦合到周期调节器的比较器晶体管Q2的每一个并且通过不包括晶体管Q3的信号路径耦合到过流保护电路200a。有利的，通过使用电流传感器电阻R12来产生对于周期调节器和过流保护电路200a所共用的电压VR12，该电路被简化。
权利要求
1.一个开关模式电源装置，含有一个输入电源电压(RAW B+)的电源；一个耦合到所述的输入电源电压的所述的电源的电感(L1)；一个第一个晶体管开关(Q3)，耦合到所述的电感并且响应于一个周期的开关控制信号(VG)以在所述的电感中产生电流脉冲(IL1)，该电感耦合到一个负载电路以产生所述的电源的输出(VR12)；一个调节器(Q2)，响应于一个表示给定的电流脉冲的信号(VR12)以产生所述的开关控制信号在逐个电流脉冲的基础上以电流模式控制的方式控制所述的电源输出端；一个过流保护电路(200)，响应于所述的电流脉冲，当过流条件发生时，该脉冲表示了用于终止所述的电源输出的信号；和一个电流传感器(R12)，响应于所述的给定的电流脉冲以产生表示信号的所述的电流脉冲，该信号通过相应的信号路径(通过R11，通过R18)被耦合到每一个所述的过流保护电路和所述的调节器。
2.如权利要求1的装置，其中，每一个所述的信号路径(通过R11，通过R18)不含有所述的第一个晶体管开关(Q3)。
3.如权利要求1的装置，其中，所述的过流保护电路(200)含有一个响应于表示信号(VR12)的所述的电流脉冲的一个整流器(D19)并且被耦合到一个滤波电容(C11)以产生一个倾斜的电容电压，当每一个电流脉冲产生时，该电压以根据与所述的电容相联系的时间常数(R18，C11)所确定的倾斜率进行倾斜，和一个检测器(Q6)，当所述的倾斜电容电压达到一个与所述的过流条件相联系的阙值电平时，该检测器用于检测。
4.如权利要求3的装置，其中，所述的电容(C11)耦合到一个再生的开关(Q5，Q6)，其耦合到所述的第一晶体管开关的控制端(栅极)以当所述的电容电压达到所述的再生的开关的触发电平时断开所述的第一晶体管开关(Q3)。
5.如权利要求1的装置，其中，当所述的过流条件持续一个间隔，该间隔远远大于所述的给定的电流脉冲(IL1)的周期时，所述的过流保护电路(200)断开了电源的输出。
6.如权利要求1的装置另外含有一个耦合到所述的电感(L1)以形成一个调谐的谐振电路(21)的电容(C6)，其中当所述的第一晶体管开关导通时，所述的开关控制信号以一种方式产生以在所述的第一晶体管开关(Q3)的一对主电流导通端子(源极-漏极)之间保持一基本上的零电压。
7.如权利要求6的装置，其中，所述的第一晶体管开关的一个给定的切换周期，在所述的谐振电路(21)中改进的一个谐振脉冲(VD)在所述的谐振电路中形成了谐振的一个半周期。
8.如权利要求6的装置另外含有一个第二开关(D6)耦合到所述的第一晶体管开关(Q3)以在所述的主电流导通端子(源极-漏极)之间提供一个低阻抗，以当所述的第一晶体管开关导通时在所述的第一晶体管开关的所述的主电流导通端子之间保持基本为零的电压。
9.如权利要求8的装置，其中，所述的第二开关(D6)含有一个缓冲二极管，其与所述的第一晶体管开关(Q3)并联。
10.如权利要求1的装置，另外含有一个第二信号(23)的源用于根据所述的第二信号控制所述的电源的所述的输出(VOUT)，其中所述的电流传感器(R12)含有一个电阻，其与所述的第一晶体管开关(Q3)串联连接以产生一个倾斜的电压(VR12)，当所述的给定的电流脉冲超过由所述的第二信号所确定的一个阙值电平时，该倾斜的电压表示了所述的电流脉冲(IL1)的倾斜的部分并且耦合到所述的调节器(Q2)以使所述的开关控制信号(VG)的状态在所述的给定的电流脉冲的所述的倾斜期间进行改变。
11.一个开关模式电源装置，含有一个输入电源电压(RAW B+)的电源；一个耦合到所述的输入电源电压的所述的电源的电感(L1)；一个第一个晶体管开关(Q3)，耦合到所述的电感并且响应于一个周期的开关控制信号(VG)以在所述的电感中产生电流脉冲(I L1)，该电感耦合到一个负载电路以产生所述的电源的输出(VR12)；一个调节器(Q2)，响应于一个给定的电流脉冲以产生所述的开关控制信号以电流模式控制的方式在逐个电流脉冲的基础上控制所述的给定的电流脉冲，以倾斜的方式变化的并且被耦合到第一再生的开关(Q1，Q2)的所述的电流脉冲被耦合到所述的晶体管开关的所述的控制端以当所述的第一再生的开关的阙值电平被超过时在所述的电流脉冲的每一个周期中断开所述的晶体管开关；和一个过流保护电路(200)，响应于所述的电流脉冲，并且含有一个第二再生的开关(Q5，Q6)用于当过流条件产生时断开所述的晶体管开关，当所述的电流脉冲的幅值超过第一值并且持续的时间超过第一间隔，该间隔远远大于所述的给定的电流脉冲的周期时，该过流条件产生，当所述的电流脉冲的所述的幅值在比所述的第一间隔更短的间隔期间内超过所述的第一值时，所述的晶体管开关的操作没有受到干扰。
全文摘要
在一个开关模式电源中在晶体管开关的导通间隔和关断间隔期间在晶体管开关(Q3)上保持零电压。该调谐的开关模式电源在逐个的电流脉冲控制的基础上以电流模式控制的方式进行工作。当过流的条件持续的时间长于第一间隔时,而第一间隔远远大于在晶体管开关中的一个给定的电流脉冲的期间,则过电流保护电路(200)断开该晶体管开关。当过电流的条件持续的时间短于第一间隔时,该晶体管的工作没有受到干扰。
文档编号H02M1/32GK1269064SQ98804270
公开日2000年10月4日 申请日期1998年4月1日 优先权日1997年4月16日
发明者W·V·菲茨格拉尔德 申请人:汤姆森消费电子有限公司