流极性为负时，控制变量符号相反。
[0039] 中点净电流ina和inb极性判断的具体实施办法如下：如图4中③部分所示，根据 等式ina=inb= 可以判断中点电流极性，进而调整占空比实现中点平衡控 制。其中iA2和iB2可以通过利用5L-NPC逆变器的相电流（ia2,ib2和〇及其调制器提 供的开关矢量SVi?SV4和占空比dd4来计算，过程如下：对于任意给定参考电压矢 量V，可以根据SVPWM调制原理选择与参考电压矢量邻近的三个基本电压矢量及其中某基 本电压矢量的冗余矢量来合成，若选择开关矢量SVpSV2,SV3以及SV4，则合成过程为V= c^SVi+c^SVc^SVdjSt，由于每个开关矢量包含了逆变器三相的开关状态，而每相的 开关状态有五个，分别用数字〇?4表示，则每个开关矢量可以用三个数字组合表示。当开 关矢量中某相的开关状态为"3"时，该相电流会流入A点；当开关矢量中某相的开关状态 为" 1"时，对应相电流会流入B点；当开关矢量中某相的开关状态不为" 3 "和" 1"时，则该 相流入A点和B点电流为零。因此iA2等于每个开关矢量的占空比乘以该开关矢量下流入 A点的三相电流总和，相应的iB2等于每个开关矢量的占空比乘以该开关矢量下流入B点的 三相电流总和。iA1、iB1同样可以由整流器三相电流和开关状态获得，计算方法如上所述为每 个开关矢量占空比乘以该开关矢量下流入A、B点的三相电流总和。
[0040] 本发明中直流母线0点的平衡控制是通过修改5L-Vienna整流器的SVM调制策略 实现的，借助Vienna整流器提供的控制电流来抵消0点的失衡电流。通过分析5L-Vienna 的SVM开关矢量图中每个点对应的开关矢量，从中寻找能够对直流母线0点进行充放的冗 余矢量对，通过调整该矢量对的占空比分配，进而产生净控制电流达到抵消0点失衡电流 的目的。
[0041] 参见图2a，依据电流极性将整流器开关矢量图划分为6个区域，所标示数字第一 位表示区域，后三位表示5L-Vienna整流器三相开关的状态，同一点有两组数字表示冗余 矢量对。不同的开关状态对应不同的电压输出，而整流器开关动作频率远远高出工频50Hz， 因此可以利用不同开关状态的组合以及调节每个开关动作的占空比来达到调节输出电压 的目的，这就是SVM调制策略的基本原理。由于0点电流受整流器输出电流控制，本发明 在SVM调制策略的基础上提出利用对冗余矢量的调节来调节整流器的输出电流，从而实现 〇点的平衡。传统开关矢量控制为小三角控制即由相邻的呈三角分布的三组开关矢量来合 成所需要的电压矢量。但当调制度大于〇. 5时，小三角开关矢量中没有合适的冗余矢量序 列进行〇点电流平衡控制，针对这个问题本发明提出大三角调制法，即不直接采用合成电 压矢量所在小三角的邻近矢量，而采用以包含小三角形的大三角形的三个顶点对应的开关 矢量进行调制，所述小三角以相邻的3组开关矢量构成，同时将大三角形每边中点对应的 开关矢量作为调制过程的中间过渡状态，以减小开关状态切换时的电压台阶。在此大三角 范围内必定有冗余矢量对可以用来调节0点电流保持0点平衡。
[0042] 当调制度m>0. 5时，SVM外圈的开关矢量没有一对能够对0点进行充放的冗余状 态，因此当参考电压位于在调制度m〈0. 5时，仍然采取传统的五电平SVM调制，在调制度 m>0. 5时，采用简化的三电平SVM控制，即大三角调制。这里以第一子扇区的I号区域为例 说明。如图2b所示，VI、V2分别为调制度小于0. 5和大于0. 5时的电压空间矢量。VI可 以通过传统的小三角调制由矢量211、221、321、322按照一定的占空比调制而成，其中322 和211为冗余矢量对，中点电流在322状态下为-in。，而在211状态下则为in。。因此，只要 控制冗余矢量的占空比就可以控制中点电流。当调制度大于〇. 5时，在小三角范围内找不 到合适的矢量序列进行平衡控制，本发明针对此提出了基于含有共同点Q的大三角如三角 QAB、QBC等的控制方法，如V2所示，可以由矢量200、300、400、410、420、421、422构成。其 中300、410、421为过度状态，占空比很小，而200、422则为冗余矢量对，可以控制0点的平 衡。
[0043] 参见图3, 0点电压平衡控制方法如下：SVM调制器依据m和0 1可以获得整流器 输出电压矢量从而获得整流器开关动作状态，结合三相电流就可以获得流经〇点的电流in。 的方向，获取P、〇之间电压与0、N之间电压V的差值，将差值除以V")与V的平均值， 然后进行归一化处理得一变量，结合流经〇点的电流in。方向就可以获得规范化的控制变量 a，最终经差分计算获得冗余矢量对的占空比以及七2,通过对冗余矢量的调制就可以保 持〇点的电压平衡。
[0044]图5给出了飞跨电容辅助桥臂的四种工作模式及电流换流图。规定上下两个三电 平飞跨电容（3L-FC)辅助桥臂各自的中点即等效A点和B点，5L-NPC逆变器侧电流流出为 正方向，5L-Vienna整流器侧电流流入为正方向。为了实现上下桥臂的飞跨电容的平衡，这 里采取对上下半桥进行bang-bang控制，使上下的3L飞跨电容辅助桥臂桥臂各自工作于h 状态（Si=on，S2=off，S3=on，S4=off/S5=on，S6=off，S7= 〇n，S8=off)和 02 状态（Si=off，S2=on，S3=off，S4=on/S5=off，S6= 〇n，S7=off，S8=on)，且在 这两种状态下处于同一半桥的开关Si(S5) *S3(S7)，S2(S6) *S4(S8)动作时保持同开同关。 因此存在四种不同的工作模式，如图5所示。不同情况下电流极性与开关状态对电容电压 的影响不同。若此时A点电流方向为正，当Vrci>Vra/2时，开关&和S4导通，Cfc;1放电，使 Cftl电压下降；当VFC1 <VPQ/2时，开关SJPS3导通，C充电，使C电压上升。A点电流流 入时，电压变化分析类似。在一个开关周期内通过不断对电容进行充放电，从而使飞跨电容 电压维持在母线电压的四分之一，达到电压平衡控制的目的。
[0045] 系统的仿真实验
[0046]图6给出了采用以上方案实现的五电平钳位型背靠背变流器并网时的动态仿真 波形。从图6中可以看出在0〈t〈0. 2s期间5L-Vienna整流器不工作，网侧5L-NPC逆变 器工作于整流状态，5L-NPC启动工作后迅速从电网侧抽取大电流用于建立直流母线电压， 此时并网电流和电网电压相差180度，母线电压迅速上升并逐渐趋于设定值，5L-NPC逆变 器整流电流在母线电压稳定后很快减小为零附近。在t= 0. 4s以后整流器开始工作，当 5L-Vienna整流器电流给定阶跃时整流侧电流迅速增大追踪电流给定，且其输出电压（滤 波后）和电流同相，实现了基于电流定向的控制。而对于整流侧输入功率突然增大造成对 直流母线的暂时冲击，网侧5L-NPC逆变器能够迅速启动调节并入电网的有功功率，实现对 直流母线的稳定。在系统运行的过程中第四辅助桥臂和5L-Vienna整流器共同为NPC逆变 器正常工作提供了可靠的母线中点，如图7所示。以上说明基于5L-Vienna和5L-NPC组成 的背靠背功率变换系统是可行的，机侧5L-Vienna变流器的电流定向控制策略和5L-NPC变 流器的并网控制策略是有效的。
[0047] 图8(a)给出了逆变器工作在调制度为0? 5附近情况下的直流母线中点A、B电压 波形。系统初始条件设置为上半桥臂飞跨电容Cfl电压为4000V，下半桥臂飞跨电容Cf2电 压1000V;D轴电流初始给定为500A，